一种基于小波变换的混合载波调制方法和系统与流程

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种基于小波变换的混合载波调制方法和系统。

背景技术：

无线信道在高速移动环境下呈现出双弥散特性，即时频双选择性衰落(DS：Doubly Selective fading)。在这种信道下通信系统的通信质量会受到以下两方面的影响，一是由于多径时延所产生的符号间干扰(ISI：Inter Symbol Interference)，另一个是多普勒效应引起的子载波间干扰(ICI：Inter Carrier Interference)，如何有效抑制这两种干扰，提高系统的通信性能是通信中必须要解决的问题。

目前，单载波(SC：Single-Carrier)调制技术和以正交频分复用为代表的多载波(MC:Multi-Carrier)调制技术是解决上述问题的常用方法。单载波系统不受ICI影响，但多径传播引起的ISI却难以消除，即单载波调制系统很容易受到ISI的影响。正交频分复用技术在DS信道下，多普勒频移破坏了子载波之间的正交性，从而存在严重的ICI。

技术实现要素：

本发明提供一种基于小波变换的混合载波调制方法和系统，其能够有效抑制高速移动环境下多普勒频移和多经传输效应引起的通信信号能量在时域和频域分别产生的时延扩展和多普勒扩展，从而提高通信系统的性能。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种基于小波变换的混合载波调制方法，包括如下步骤：

步骤1、发送端将输入的原始数据进行基带调制；

步骤2、将基带调制后的信号进行-a阶的混合载波调制；

步骤2.1、将基带调制后的信号分为4个支路；

步骤2.2、分别对每1个支路进行处理，即：

对于第零支路，直接进行加权处理；

对于第一支路，先进行小波变换处理，再进行加权处理；

对于第二支路，先进行翻转处理，再进行加权处理；

对于第三支路，先进行小波变换处理，再进行翻转处理，后进行加权处理；

步骤2.3、将处理后的4个支路进行叠加；

步骤3、将混合载波调制后的信号进行并串变换后，通过时频双选信道进行发送；

步骤4、接收端接收时频双选信道送来的信号，并对其串并变换；

步骤5、对串并变换转换后的信号进行小波变换；

步骤6、对小波变换后的信号进行a-1阶的混合载波解调；即：

步骤6.1、将进过小波变换后的信号分为4个支路

步骤6.2、分别对每1个支路进行处理，即：

对于第零支路，直接进行加权处理；

对于第一支路，先进行小波变换处理，再进行加权处理；

对于第二支路，先进行翻转处理，再进行加权处理；

对于第三支路，先进行小波变换处理，再进行翻转处理，后进行加权处理；

步骤6.3、将处理后的4个支路进行叠加；

步骤7、对混合载波解调后的信号进行基带解调，恢复出原始数据；

上述_a为调制参数。

上述步骤2和步骤6中，加权系数的计算公式为：

A(a)＝cos(aπ/4)cos(aπ/2)exp(3ajπ/4)

式中，a为调制参数。

上述步骤2中，第零支路的加权系数为A(-a+2)；第一支路的加权系数为A(-a+1)；第二支路的加权系数为A(-a)；第三支路的加权系数为A(-a-1)。

上述步骤6中，第零支路的加权系数为A[(a-1)+2]；第一支路的加权系数为A[(a-1)+1]；第二支路的加权系数为A(a-1)；第三支路的加权系数为A[(a-1)-1]。

上述方案中，调制参数a的取值为-2≤a≤-1。

上述步骤1中，所述基带调制为dpsk差分基带调制；步骤7中，所述基带解调为dpsk差分基带解调。

一种基于小波变换的混合载波调制系统，包括发送端和接收端，其中发送端和接收端通过时频双选信道连接；发送端包括基带调制器、基于小波变换的混合载波调制器和并串转换器；基带调制器输入数据源，基带调制器的输出端经基带调制器连接基于小波变换的混合载波调制器的输入端，基于小波变换的混合载波调制器的输出端经并串转换器连接时频双选信道；接收端包括串并转换器、小波变换器、基于小波变换的混合载波解调器和基带解调器；串并转换器的输入端连接时频双选信道，串并转换器的输出端经小波变换器连接基于小波变换的混合载波解调器的输入端，基于小波变换的混合载波解调器的输出端连接基带解调器的输入端，基带解调器的输出端输出数据。

基带调制器为dpsk调制器，基带解调器为dpsk解调器。

与现有技术相比，本发明采用基于小波变换的混合载波调制(HCM:Hybrid Carrier Modulation System)方法来抑制双选信道下ISI/ICI干扰问题，其融合了小波换和单变载波的调制特性，能够同时传输SC和MC调制的信号，从而成功的实现了信号在时频域平面的自由旋转。多载波分量对由多普勒频移所产生的ICI十分敏感，而时延扩展所引起的ISI会对单载波分量产生较大的影响，但通过改变调制参数，可有效降低二种干扰对系统的影响。

附图说明

图1是基于小波变换的混合载波调制方法的原理图。

图2是基于小波变换的混合载波调制系统的系统框图。

图3是静止时基于小波变换的混合载波调制和传统多载波性能对比图。

图4是当v＝150公里/小时基于小波变换的混合载波调制和传统多载波性能对比图。

具体实施方式

基于小波变换的混合载波调制原理如下：

对于任意N长的复数序列D₀＝[d₀d₁....d_N-1]，其加权分数小波变换通过离散小波变换矩阵F可以定义为：

η^a[D]＝W_aD (1)

其中加权矩阵W_a为：

W_a＝A(a+2)I_N+A(a+1)F+A(a)PI_N+A(a-1)PF (2)

式中，A(a)是加权系数，A(a)＝cos(aπ/4)cos(aπ/2)exp(3ajπ/4)；调制参数a的取值为-2≤a≤-1。I_N是一个N*N的单位矩阵，F是一个离散小波变换矩阵，P是一个置换矩阵，P_ij＝δ(＜i+j-2＞_N)，其中P的维度由输入信号的维度来确定，＜＞_N是模运算。P的表达式如下：

将公式(1)用物理框图实现描述如图1所示。输入一组串行数据，长度为N，经过串并转换后分为4个支路，其中第一支路经过基于haar小波变换后进行加权，第三支路经过haar小波变换后再经过模块翻转最后进行加权，这两支路和传统的多载波调制很类似，区别在于基于小波变换的混合载波调制的这两路进行了加权模块。其中第零支路经过简单的加权处理，第二支路先进行翻转再进行加权处理，这两路可以看成传统的单载波调制。最后将这四个支路叠加。

综上考虑四个支路的处理，基于小波变换的混合载波调制在物理上实现了单载波和多载波两个部分属于单多载波混合变换。且基于小波变换的混合载波调制可以灵活的选择调制参数a，这样能够更好的适应信道的变换。

关于加权分数变化小波矩阵性质如下：

(1)当a＝-1时，

W^-1＝F (4)

(2)当a＝-2时，

W^-2＝I (5)

(3)加权矩阵关于调制参数a的周期为4，即

W^a+4＝W^a (6)

由加权矩阵的性质我们可以得知当调制参数a＝-1的时候，η^-1[D]＝FD，混合载波调制就退化成多载波调制系统，当a＝-2的时候，η^-2[D]＝D混合载波调制系统就退化成单载波调制系统。

混合载波调制有两个重要的性质，如下：

(1)调制参数可加性

η^a+β[D]＝η^aη^β[D]＝η^βη^a[D] (7)

(2)正交性

W_a^H＝W_-a (8)

通过上述性质1和性质2可以得出W_a是一个正交矩阵即W_a^HW_a＝I。

基于以上分析，本发明所设计的一种基于小波变换的混合载波调制方法，具体实施步骤如下：

步骤一、假设系统的子载波数为N，经过数字基带dpsk映射后的信号S_a＝(s1,s2,...sm)^T为a阶的混合载波域信号。

假设系统的子载波数为N，将产生的数据源信息进行4dpsk差分基带调制，具体调制为四相dpsk调制中，即相继区间之间的相对位移0°，90°，180°，270°，分别对应于信息比特00，01，11，和10。经过4dpsk调制后可以看成a阶的混合载波域信号S_a＝(s1,s2,...sm)^T。

步骤二、将混合载波域信号通过-a阶的混合载波调制将其变成时域信号Q。即：

首先，在调制内部将S_a经过串并转换后分为4个支路。

其次，分别对每一个支路进行处理。

第一支路先经过基于haar小波变换，再进行加权，其加权系数为A(-a+1)。第三支路先经过haar小波变换，再进行模块翻转，后经过加权处理，其加权系数为A(-a-1)。第一支路和第三支路与传统的多载波调制很类似，区别在于基于小波变换的混合载波调制的这两路进行了加权模块。第零支路经过简单的加权处理，其加权系数为A(-a+2)。第二支路先进行翻转，再进行加权处理，其加权系数为A(-a)。第零支路和第二支路可以看成传统的单载波调制。

最后，将这4个支路叠加。

综上考虑4个支路的处理，基于小波变换的混合载波调制在物理上实现了单载波和多载波混合变换，且可以灵活的选择调制参数a，这样能够更好的适应信道的变换。当调制参数a＝-1的时候该系统变成传统的小波变换调制系统；当a＝-2时，变成单载波调系；而其它阶次介于两者之间。在时频双衰落信道中，单载波和多载波系统都存在地板效应，而当调制参数在-2到-1之间就能有效的适应信道衰落的特点，具有较高的性能。

Q的表达式如下：

Q＝W_-aS_a (9)

根据上述性质2，Q的可以被重写成

Q＝W_-1W_-a+1S_a＝F^-1U (10)

其中U为S_a经过基于小波变换的混合载波调制的-a+1阶的结果。即U＝W^-a+1[S_a]。

步骤三、将经过混合载波调制变换后的信号经过并串变换后通过一个时频双选信道。该信道有四经时延，并且每经对应一个功率，并叠加一个最大多普勒频偏。此时信号不仅受到信道的干扰，而且还要受到信道噪声的干扰。

信号经过双弥散信道，在接收端的输出可以表示为：

y(n)＝x(n)*h(n)+w(n) (11)

上式中*表示卷积，h(n)为信道的冲击响应，为w(n)加性高斯白噪声，x(n)为发送端信号，y(n)为接收端信号。h(n)表达式为：

其中h_l和τ_l是第l径在时域的复冲激响应和第l经的时延，τ为时延参数，L为多经数，在慢衰落中，时延被认为是时不变的。而快衰落信道的时延比如说UWA信道DVB信道，时延是线性变换的τ_l(t)＝cl-σt，其中σ为多普勒因子。

步骤四、接收端的信号依次经过串并转化，小波变换。

步骤五、将经过小波变换后的信号进行基于小波变换的a-1阶混合载波解调。

首先，将进过小波变换后的信号分为4个支路。

其次，分别对每1个支路进行处理。

第一支路先经过基于haar小波变换，再进行加权，其加权系数为A(a-1+1)。第三支路先经过haar小波变换，再进行模块翻转，后经过加权处理，其加权系数为A(a-1-1)。第一支路和第三支路与传统的多载波解调很类似，区别在于基于小波变换的混合载波解调的这两路进行了加权模块。第零支路经过简单的加权处理，其加权系数为A(a-1+2)。第二支路先进行翻转，再进行加权处理，其加权系数为A(a-1)。第零支路和第二支路可以看成传统的单载波解调。

最后，将处理后的4个支路进行叠加。

步骤六、最后进行差分解调，得到输出数据。

基于上述方法所设计的一种基于小波变换的混合载波调制系统，如图2所示，包括发送端和接收端，其中发送端和接收端通过时频双选信道连接。发送端包括基带调制器、基于小波变换的混合载波调制器和并串转换器。基带调制器的输入端输入数据，基带调制器的输出端经基带调制器连接基于小波变换的混合载波调制器的输入端，基于小波变换的混合载波调制器的输出端经并串转换器连接时频双选信道。接收端包括串并转换器、小波变换器、基于小波变换的混合载波解调器和基带解调器。串并转换器的输入端连接时频双选信道，串并转换器的输出端经小波变换器连接基于小波变换的混合载波解调器的输入端，基于小波变换的混合载波解调器的输出端连接基带解调器的输入端，基带解调器的输出端输出数据。在本发明中，基带调制器为dpsk调制器，基带解调器为dpsk解调器。

在发射端利用基于小波变换的混合载波调制技术使得调制信号可以在时域和频域之间进行变化，且由于信号经过-a阶的基于小波变换的混合载波调制后，信号的能量可以均匀的分配，通过信道后，信道的干扰可以均匀的分布到信号上，这样更有利用信号的判决。在接收端经过相对应的解调方法，通过a-1阶的解调得恢复出数据。以此来提高高速移动环境下通信系统的性能。

图3是静止时基于小波变换的混合载波调制和传统多载波性能对比图。图4是当v＝150公里/小时基于小波变换的混合载波调制和传统多载波性能对比图。根据小波变换和正交频分复用后的频谱图对比可知：(1)小波变换拥有更高的频谱效率，并且受到多普勒频偏的影响相对较小。(2)基于小波变换的混合载波系统为单载波多载波的混合体，系统受到的载波频偏干扰在单载波和多载波之间。而多载波系统对载波间干扰较为敏感，当发送接收端存在频率偏差时，多载波系统会出现严重的地板效应，单载波系统几乎不受到载波间的干扰。(3)基于小波变换的混合载波调制能够灵活调制系统调制阶次，在实际应用中根据信道的传输条件，可以选择一个相对较优的调制阶次从而得到更优的系统性能。

本发明针对高速移动环境下多普勒频偏和多经衰落对信号传输质量的影响，结合小波变换和单载波调制的优点，通过基于小波变换的混合载波调制方法来抑制双选信道下ISI/ICI干扰问题，从而提高了系统传输性能。