脉冲宽度调制发生器的制作方法

本发明涉及一种脉冲宽度调制发生器。

背景技术：

近来，由于D类放大器与其它类放大器相比具有高的效率，因此D类放大器已经变得普遍用于音频应用中。D类放大器通过使用调制器来操作以生成包括由较低频率信号(被称为调制信号)调制的高频载波信号的脉冲宽度调制(PWM)方波，以由合适的输出设备(诸如扬声器)输出。该PWM信号由低通滤波器滤波以恢复输出信号，然后将其输出到输出设备。

随着D类放大器、特别是对于音频应用可能出现的一个问题是，生成足够高质量的PWM信号可能很困难，特别是当施加诸如PWM调制器中的低开关频率等实现约束时。

这个问题的常见方法是在PWM调制器周围加入噪声整形环路，以提高性能。图1是使用该方法的PWM发生器的示意图。

PWM发生器在图1中以10总体示出，并且包括插值器12，插值器12在其输入处接收表示要输出的信号的数字信号，诸如数字音频信号。在图1所示的示例中，输入信号是具有采样频率f_s的24位信号。

插值器12对输入信号进行上采样，并且将具有频率f_w的输出信号X(z)输出到环路滤波器14，输出信号X(z)通常在几十MHz的范围内，但是可以超过100MHz，环路滤波器14在低频(即，在PWM输出必须与输入音频信号紧密匹配的频率范围内)具有非常大的增益。下面将更详细地描述环路滤波器14的操作。

环路滤波器14将经滤波输出信号U(z)输出到PWM调制器16。在该示例中，环路滤波器输出信号U(z)也是具有采样频率f_w的24位信号。

PWM调制器16包括比较器18，比较器18将输入到PWM调制器16的信号U(z)与给定频率的载波信号(其通常是用于双边沿PWM调制的三角波信号或者用于单边沿PWM调制的锯齿波信号)相比较，给定频率可以是输入信号X(z)的最高频率分量的十倍量级，并且比较器18输出具有采样频率为f_w的单比特脉冲宽度调制信号Y(z)。比较器18的输出是二进制的，并且整个PWM调制过程可以被建模为生成噪声信号E(z)的量化噪声源。

PWM输出信号Y(z)被反馈到组合器20，在那里从由插值器12输出的插值信号X(z)中减去，以计算插值信号X(z)与PWM输出信号Y(z)之差。输入到环路滤波器14的由组合器20输出的信号由于输入信号X(z)和经调制输出信号Y(z)的低频分量而包括低频分量，并且由于经调制信号Y(z)的高频载波信号分量而包括高频分量。由于环路滤波器在较低频率范围中的高的增益，并且作为反馈环路的结果，PWM调制器Y(z)的输出仅包含插值输入信号X(z)的低频分量以及在低频范围内具有减少的能量的成形误差信号。这可以在数学上如下建模。

噪声传递函数NTF(z)可以被定义为其中E(z)是由PWM调制过程引入的噪声信号。类似地，信号传递函数STF(z)可以被定义为

可以示出并且其中G(z)是环路增益。

在环路增益非常大(即G(z)>>1)的低频处，NTF(z)≈0并且STF(z)≈1。

尽管相对于输入信号的带宽具有非常大的过采样因子(对于具有大约20kHz的带宽的音频输入信号，以几十MHz采样)和可以使用如图1所示的架构实现的高的环路增益，输出的PWM信号Y(z)对于HiFi质量音频通常质量不足。这至少部分是因为在PWM调制器16的输出中在PWM调制器16的开关频率的倍数附近可能出现互调产物。这些互调产物导致由PWM发生器10输出的PWM信号中的不可接受的水平的谐波失真，即使当采用图1所示类型的反馈环路时。

因此，本领域需要一种能够生成用于音频应用的具有足够质量的PWM信号的PWM发生器。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供了一种用于生成脉冲宽度调制信号的脉冲宽度调制(PWM)发生器，PWM发生器包括PWM调制器和环路滤波器，其中环路滤波器被配置成接收输入信号并且向PWM调制器输出经滤波信号，并且PWM调制器被配置成从环路滤波器接收经滤波信号并且输出脉冲宽度调制信号，PWM发生器还包括将PWM调制器的输出耦合到环路滤波器的输入的反馈环路，其中反馈环路包括梳状滤波器。

在本发明中使用的梳状滤波器使反馈信号在生成互调产物时涉及的频带中衰减，并且因此具有使存在于PWM发生器的输出中的任何互调产物衰减的效果，从而改善所产生的PWM信号的质量。

梳状滤波器可以被配置成使所输出的脉冲宽度调制信号中在PWM调制器的开关频率的倍数处出现的分量衰减。

PWM发生器还可以包括用于对输入信号进行上采样并且向环路滤波器输出经上采样的输入信号的插值器。

梳状滤波器可以具有大致矩形的脉冲响应。

备选地，梳状滤波器可以具有大致三角形或大致抛物线形的脉冲响应。

PWM发生器还可以包括信号路径，信号路径被配置成向PWM调制器的输入添加由梳状滤波器输出的信号的延迟且放大后的版本。

信号路径可以形成环路滤波器的部分。

备选地，信号路径可以与环路滤波器分开。

根据本发明的第二方面，提供了一种包括根据第一方面的PWM发生器的D类放大器。

D类放大器例如可以是音频放大器。

附图说明

现在将仅通过示例的方式，参考附图来描述本发明的实施例，在附图中：

图1是已知的脉冲宽度调制发生器的示意性表示；

图2是脉冲宽度调制发生器的示意性表示；

图3是具有附加的信号路径的图2的脉冲宽度调制发生器的示意性表示；以及

图4是使用图2或图3的脉冲宽度调制发生器的D类音频放大器系统的示意性表示。

具体实施方式

现在参考图2，脉冲宽度调制(PWM)发生器在30处整体示出。PWM发生器30与图1的PWM发生器10共享一些公共的元件，并且因此图1和图2中的类似的附图标记指代类似的元件。为了清楚和简明起见，图2的示意性表示仅示出了理解本发明所需的那些元件，但是本领域技术人员将理解，PWM发生器30的物理实现可以包括附加的元件。此外，图2中示意性地示出的功能框不一定代表可以存在于PWM发生器30的物理实现中的物理部件，而是旨在表示PWM发生器30的功能元件。

图2的PWM发生器30的结构和操作类似于图1的PWM发生器10的结构和操作。因此，PWM发生器30包括插值器12，插值器12在其输入处接收待调制的数字信号，诸如数字音频信号。在图1所示的示例中，输入信号是具有采样频率f_s的24位信号。

插值器12对输入信号进行上采样，并且将具有采样频率f_w的输出信号X(z)输出到环路滤波器14，采样频率f_w通常在几十MHz的范围内，但是可以超过100MHz，环路滤波器14是低通滤波器。

环路滤波器14将经滤波输出信号U(z)输出到PWM调制器16。在该示例中，环路滤波器输出信号U(z)也是具有采样频率f_w的24位信号。

PWM调制器16包括比较器18，比较器18将输入到PWM调制器16的信号U(z)与给定频率的载波信号(其通常是用于双边沿PWM调制的三角波信号或者用于单边沿PWM调制的锯齿波信号)相比较，给定频率可以是输入信号X(z)的最高频率分量的十倍量级，并且比较器18输出具有采样频率为f_w的单比特脉冲宽度调制信号Y(z)。

比较器18的输出是二进制的，并且整个PWM调制过程可以被建模为生成噪声信号E(z)的量化噪声源。

输出信号Y(z)通过反馈环路被反馈到组合器20，在那里从由插值器12输出的插值信号X(z)中减去。与图1的已知的PWM发生器10不同，图2所示的PWM发生器30的反馈环路包括梳状滤波器40。

梳状滤波器40被配置成滤除(即去除或基本上衰减)在PWM调制器16的开关频率的倍数处出现的输出信号Y(z)的频率分量。以这种方式，可以减少由PWM发生器30的输出中的这些信号引起的谐波失真。

由梳状滤波器40输出的信号被输入到组合器20，组合器20还接收由插值器输出的信号X(z)。由组合器20输出到环路滤波器14的信号由于输入信号X(z)和经调制输出信号Y(z)的低频分量而包括低频分量，并且由于经调制信号Y(z)的高频载波信号分量而包括高频分量。由于较低频率范围中的环路滤波器的高的增益，并且作为反馈环路的结果，PWM调制器Y(z)的输出仅包含插值输入信号X(z)的低频分量以及在低频范围内具有减少的能量的成形误差信号。由于在PWM调制器开关频率的倍数周围出现的输出信号Y(z)的频率分量已经被梳状滤波器40去除或衰减，所以这些信号不再出现或者仅以大幅衰减的形式出现在施加在PWM发生器30的输入处的信号U(z)中，从而减少了输出信号中的互调和谐波失真，从而提高了由PWM发生器30输出的PWM信号的质量。

PWM发生器30中的重要参数是比率f_w/f_c，其中f_c是载波信号的频率，用作PWM发生器30的参考。例如，如果f_c＝400kHz并且f_w＝40MHz，则比率f_w/f_c为100，这表示在每个PWM开关周期中包括100个样本。因此，可以以(1+z^-1+z^-2+....+z^-(fw/fc-1)的形式实现使在开关频率的所有倍数周围的信号衰减的简单有效的梳状滤波器40。

在实践中，该滤波器40的实现非常简单，因为PWM输出Y(z)(其也是梳状滤波器40的输入)是单比特信号。实质上，梳状滤波器40用作滑动窗口，并且在每个窗口内对PWM输出信号Y(z)为高的采样数目和PWM输出信号Y(z)为低的采样数目计数，并且生成两个计数之间的差。换句话说，滤波器40计算在当前窗口上的PWM输出信号Y(z)的平均值。

实际上，PWM调制器16将包含在信号U(z)的幅度中的信息转换到时域，因为PWM输出信号Y(z)中的信息实质上被编码在边沿的位置。梳状滤波器40有效地执行反向操作，并且将包含在PWM输出信号Y(z)的边沿的位置中的信息转换回幅度表示。然而，这个过程并不完全透明，原因有很多。首先，在输入到PWM调制器16的信号U(z)与由梳状滤波器40输出的信号之间存在延迟。其次，即便考虑到该延迟，幅度信息也不能完全恢复，而是由梳状滤波器40产生的信号包括由PWM调制本身引入的失真分量，该环路将尝试最小化或至少成形该失真分量(即，根据环路滤波器特性推入高频域)。

梳状滤波器(1+z^-1+z^-2+....+z^-(fw/fc-1)基本上具有矩形脉冲响应，并且仅在开关频率的倍数周围提供有限的衰减。例如，可以通过实施更高阶方案来获得更高的衰减，其中相同的滤波器级联多次，对于(1+z^-1+z^-2+....+z^-(fw/fc-1))²形式的滤波器，导致三角形脉冲响应，对于(1+z^-1+z^-2+....+z^-(fw/fc-1))³形式的滤波器，导致抛物线形脉冲响应。然而，这在反馈环路中引入了额外的延迟，这可能引起稳定性问题的风险增加。

在PWM发生器30的反馈环路中添加梳状滤波器40是提高由PWM发生器30输出的PWM信号的质量的直接且成本有效的方式。到目前为止，还没有考虑这种解决方案，可能是因为梳状滤波器40必然在反馈环路中引入可能危及稳定性的延迟。然而，可以通过使用类似于在例如连续时间Σ-Δ模数转换器(ADC)中采用以便在出现过多的环路延迟的情况下稳定环路的技术来克服这个问题。这些技术可以以各种不同的方式实现，但是原理是，向PWM发生器30中引入附加的自由度(即，附加参数)，以与在反馈环路中没有延迟的理想情况相比保持其特性。一种可能的实现在图3中示出，并且在下面描述。

图3示意性地示出了图2所示的PWM发生器30的修改，其中提供附加的延迟单元42、乘法器44和加法器46作为PWM发生器30中的附加的信号路径。延迟单元42延迟由梳状滤波器40输出的样本，并且将延迟后的样本输出到乘法器44，乘法器44将样本乘以常数因子k。乘法器44将相乘的样本输出到加法器46，加法器46将相乘的样本添加到环路滤波器14的输出，并且将环路滤波器输出和相乘的样本的组合输出到PWM调制器18。附加的信号路径(包括延迟单元42、乘法器44和加法器46)及其相关联的增益引入额外的自由度，使得可以部分地补偿由梳状滤波器40引入的延迟。应当理解，在图3中，额外的路径被示出为分开的一组部件，但是同样可能的是，延迟单元42、乘法器44和加法器46或功能上等效的部件可以被合并到环路滤波器14中或者以其他方式形成环路滤波器14的部分。

图2和图3所示的PWM发生器30适于在音频应用中使用的D类放大器中使用。图3是用于在音频应用中使用的可能的D类放大器架构的示意性表示。

在图3的放大器50中，数字音频输入由诸如光盘播放器等数字音频源52提供。

数字音频源52将数字输出信号输出到PWM发生器30的输入，PWM发生器30如上面参考图2所述地操作。

PWM发生器30的输出被输入到包括一个或多个放大器的放大级54。放大级可操作为放大PWM发生器30的输出，并且将放大后的PWM信号输出到低通滤波器56的输入。

低通滤波器56从放大后的PWM信号中滤除(即去除或强衰减)高频载波信号，从而恢复输入到放大器50的信号的放大版本。为了最佳效率，低通滤波器56优选仅由电感和电容构成，而不使用除了与电感和电容相关联的电阻之外的任何电阻(即，低通滤波器优选地是LC滤波器而不是RC或RLC滤波器)，以最小化在低通滤波器56的电阻部件中作为热被耗散的功率量。

低通滤波器56的输出连接到诸如扬声器58等输出设备的输入，输出设备基于低通滤波器56的输出来输出音频信号。