专利名称：传感器阈值电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种能够适用于各种传感器的传感器阈值电路，特别涉及一种根据传感器输出阻抗与偏置电流的乘积来决定用于使传感器输出数字输出化的阈值点的传感器阈值电路。
背景技术：
图8示出以往的传感器阈值电路。该传感器阈值电路具备四端子型传感器10、电压比较器20、传感器驱动电流检测电路30、传感器偏置电流产生电路50以及偏置电流切换电路70，对于从外部施加的例如磁场那样的传感器输入BIN得到传感器输出电压VSO(＝VP-VN)。在此，利用偏置电流切换电路70切换电阻器RO、RR来改变传感器偏置电流IB，由此对于传感器输入BIN能够得到具有图9所示那样的滞后特性的数字输出电压VO(例如参照专利文献1)。
图9是表示具有滞后特性的传感器阈值电路的传感器输入BIN与输出电压VO之间的关系的电路图。当增加传感器输入BIN时，在阈值点BOP上输出电压VOVOH减少至VOL。另一方面，当减少传感器输入BIN时，在小于阈值点BOP的阈值点BRP上输出电压VO反地从VOL增加至VOH，从而得到具有具备了滞后宽度|BH|的滞后特性的数字输出电压VO0。
接着，参照图8说明以往的传感器阈值电路的动作。
首先，参照图10对图8中的偏置电流切换电路70的开关SWO导通、开关SWR断开时的阈值点进行说明。图10是表示如下电路结构的图为了简化说明，在图8的偏置电流切换电路70的开关SWO导通并且开关SWR断开的状态下，抽取出四端子型传感器10、电压比较器20、传感器偏置电流IBO。
首先，为了便于分析，考虑为检测传感器驱动电流IS的电阻器RS的电阻值远小于传感器电阻器R1、R2、R3、R4的电阻值，由此使传感器的驱动端子电压VCC2等于传感器驱动电压VCC。根据后面推导的结果可知阈值点不依赖于传感器驱动电压VCC，因此传感器驱动电流检测电阻器RS的电阻值可以是任意值。
此时，传感器偏置电流产生电路50所产生的电流IBO使用传感器驱动电流IS而成为下式(1)。
IBO＝IS×RS/RO …(1) 在此，为了简化而如下那样定义电流镜比1/KO。
1/KO＝RS/RO …(2) 此时，如图10所示，当设流过传感器电阻器R1的电流为I1、流过传感器电阻器R3以及R4的电流为I2、传感器电阻器R1、R2的连接点的电位为VP、传感器电阻器R3、R4的连接点的电位为VN时，下式(3a)～(3c)成立。
I1＝(VCC-VP)/R1…(3a) I2＝VCC(R3+R4) …(3b) VP/R2＝I1+(I1+I2)KO…(3c) 当求解VP时成为 VP＝VCC×[(1+1/KO)/R1+1/{KO×(R3+R4)}]/(1/R2+(1+1/KO)/R1) ...(4) 电压比较器20在VP＝VN的电压下进行转换，因此下式(5)成立。
VCC×[(1+1/KO)/R1+1/{KO×(R3+R4)}]/{1/R2+(1+1/KO)/R1}＝R4×VCC/(R3+R4) ...(5) 能够考虑为根据从外部施加的传感器输入BIN，四端子型传感器10的电阻器R1、R2、R3、R4打破平衡而成为R1＝R4＝R+ΔR、R2＝R3＝R-ΔR、或者R1＝R4＝R-ΔR、R2＝R3＝R+ΔR，从而产生传感器输出电压VSO(＝VP-VN)。由此，当设R1＝R4＝R+ΔR、R2＝R3＝R-ΔR时，式(5)成为如下这样 [(1+1/KO)/(R+ΔR)+1/{KO×(R-ΔR+R+ΔR)}]/(1/(R-ΔR)+(1+1/KO)/(R+ΔR)＝(R+ΔR)/(R-ΔR+R+ΔR) ...(6) 求出上式(6)成立的ΔR/R。
ΔR/R＝1/[(2×KO×{1+1/(2×KO)}] ≈1/(2×KO)≡BOP ...(7) 即，上式(7)成立的ΔR/R为阈值点BOP。在此，通常的传感器输出电压从数百μV到数十mV左右，传感器驱动电压从1V到5V左右。由此，将KO作为足够大的值来进行近似。
同样，参照图11对图8中的偏置电流切换电路70的开关SWO断开、开关SWR导通时的阈值点进行说明。图11是表示如下电路结构的图为了简化说明，在图8的偏置电流切换电路70的开关SWO断开并且开关SWR导通的状态下抽取出四端子型传感器10、电压比较器20、传感器偏置电流IBR。
此时，传感器偏置电流产生电路50所产生的电流IBR成为下式(8)。
IBR＝IS×RS/RR…(8) 在此，为了简便而如下那样定义电流镜比1/KR。
1/KR＝RS/RR …(9) 此时，通过如图11所示那样地决定电流、将传感器偏置电流为IBO时的电流镜比1/KO设为1/KR，能够同样地进行考虑，由下式(10)提供VP＝VN成立时的ΔR/R。
ΔR/R≈1/(2×KR)≡BRP ...(10) 即，上式(10)成立的ΔR/R为阈值点BRP。
接着，考虑通过切换偏置电流切换电路70的开关SWO、开关SWR而制作的滞后宽度|BH|。
用下式(11)求出滞后宽度|BH|。
|BH|＝|BOP-BRP|＝|1/(2×KO)-1/(2×KR)| ＝|RS×(1/RO-1/RR)/2|...(11) 图12示出根据上式(7)、(10)、(11)得到的阈值点BOP和BRP、以及滞后宽度|BH|与传感器驱动电流检测电阻器RS之间的关系。
如图12所示，可知在以往的传感器阈值电路中，在通过改变传感器驱动电流检测电路30的电阻器RS来改变阈值点的情况下，也同样地改变滞后宽度|BH|。根据上式(11)也可知这一点。
专利文献1日本特开2001-108480号公报 然而，在以往的传感器阈值电路中，在如上述那样通过改变电阻器RS来改变阈值点时，与其同样地也改变滞后宽度|BH|。滞后宽度|BH|起到减小由传感器输出噪声引起的输出偏差的作用。因此存在如下问题在改变了阈值点的情况下，由于滞后宽度|BH|的变化而产生由传感器输出噪声引起的输出偏差的影响因阈值点不同而不同的情形。
另外，当通过改变电阻器RO和电阻器RR来改变阈值点时，能够得到不依赖于阈值点的变化的滞后宽度|BH|。但是，为了改变两个电阻器需要两个输出端子，从而产生芯片面积、芯片成本增加等问题。
本发明是鉴于这种问题而完成的，其目的在于提供一种能够通过改变一个电阻器来改变阈值点并能够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度的传感器阈值电路。
发明内容
为了达成上述目的，本发明的权利要求1的传感器阈值电路对于传感器的输入而输出具有滞后特性的数字信号，该传感器阈值电路的特征在于，具备电压比较器，其将上述传感器的输出电压二值化；传感器驱动电流检测电路，其检测上述传感器的驱动电流；传感器偏置电流产生电路，其根据上述电压比较器的输出而产生阈值电流，该阈值电流为由上述传感器驱动电流检测电路检测出的传感器驱动电流的1/K倍(K>0)；以及阈值调整电流产生电路，其产生阈值调整电流，对在上述传感器偏置电流产生电路中产生的上述阈值电流进行加减上述阈值调整电流的运算来产生传感器偏置电流，提供给上述传感器的输出端子，其中，上述阈值调整电流为由上述传感器驱动电流检测电路检测出的传感器驱动电流的1/A倍(A>0)。
另外，本发明的权利要求2的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求1中，还具备偏置电流切换电路，该偏置电流切换电路根据上述电压比较器的输出来切换第一电阻和第二电阻，上述传感器偏置电流产生电路根据被上述偏置电流切换电路连接的第一电阻或第二电阻来产生上述阈值电流。
另外，本发明的权利要求3的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求2中，上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器、第二和第三电阻器以及运算放大器，当设上述第一电阻器的电阻值为RA、上述第二和第三电阻器的电阻值分别为RB、RC(RB>RC)、上述传感器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为RS时，用下式表示上述1/A的值 1/A＝(RS/RA/2)×(1—RC/RB) 其中，上述第一电阻器用于以传感器驱动电压为基准来改变阈值点，上述第二和第三电阻器用于以GND为基准来改变阈值点。
另外，本发明的权利要求4的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求3中，上述第一电阻器、上述第二电阻器、上述第三电阻器中的至少一个是可变电阻器。
另外，本发明的权利要求5的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求1中，上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器以及运算放大器，当设上述第一电阻器的电阻值为RA、上述传感器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为RS时，用下式表示上述1/A的值 1/A＝RS/RA 其中，上述第一电阻器用于以传感器驱动电压为基准来改变阈值点。
另外，本发明的权利要求6的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求5中，上述第一电阻器是可变电阻器。
另外，本发明的权利要求7的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求1～6的任一项中，设上述第一电阻器的电阻值为RO、上述第二电阻器的电阻值为RR，在仅导通上述第一电阻器的情况下表示为1/K＝RS/RO，在仅导通上述第二电阻器的情况下表示为1/K＝RS/RR。
另外，本发明的权利要求8的传感器阈值电路的特征在于，在权利要求1～6的任一项中，上述传感器是四端子型传感器，是霍尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、加速度传感器中的任意一种。
如上所述，根据本发明，利用根据传感器驱动电流而产生的阈值电流IT和阈值调整电流ICONT来产生传感器偏置电流IB，由此由电阻比K来提供滞后宽度|BH|，因此如果K确定则滞后宽度|BH|不依赖于改变阈值点的系数A而成为固定值。另外，如果常数K确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变动经时变化。因而，根据本发明，存在以下效果能够提供可得到不依赖于阈值点的变化的滞后宽度|BH|的传感器阈值电路。
图1是表示本发明的第一实施方式中的传感器阈值电路的结构的概念图。
图2是表示抽取出图1的四端子型传感器、电压比较器、阈值电流IT以及阈值调整电流ICONT而得到的电路结构的电路图。
图3是表示本发明的第二实施方式中的传感器阈值电路的结构的电路图。
图4是表示抽取出图3的四端子型传感器、传感器驱动电流检测电路以及阈值调整电流产生电路而得到的电路结构的电路图。
图5是表示抽取出图3的四端子型传感器、电压比较器、阈值电流IT以及阈值调整电流ICONT而得到的电路结构的电路图。
图6是表示实施方式中的阈值点与系数1/A的关系的图。
图7是表示本发明的第三实施方式中的传感器阈值电路的结构的电路图。
图8是表示以往的传感器阈值电路的结构的电路图。
图9是表示具有滞后特性的传感器阈值电路的传感器输入与输出电压之间的关系的图。
图10是表示在图8的偏置电流切换电路的开关SWO为导通状态并且开关SWR为断开状态下抽取出四端子型传感器、传感器偏置电流IBO以及电压比较器而得到的电路结构的电路图。
图11是表示在图8的偏置电流切换电路的开关SWO为断开状态并且开关SWR为导通状态下抽取出四端子型传感器、传感器偏置电流IBR以及电压比较器而得到的电路结构的电路图。
图12是表示以往的传感器阈值电路中的阈值点和传感器驱动电流检测电阻器RS之间的关系的图。
附图标记说明 10四端子型传感器；20电压比较器；30传感器驱动电流检测电路；40传感器驱动电压源；50传感器偏置电流产生电路；60阈值调整电流产生电路；70偏置电流切换电路；52、61、62运算放大器；51、63、64PMOS晶体管；65、66、67NMOS晶体管；71反相器；SWO、SWR开关；R1、R2、R3、R4、RS、RO、RR、RA、RB、RC电阻器。
具体实施例方式 下面，参照
本发明的实施方式。其中，在所有图中对附图的互相对应的部分付加相同的附图标记，对重复部分适当地省略后述的说明。
[第一实施方式] (第一实施方式的结构) 图1是表示本发明中的传感器阈值电路的第一实施方式的结构的概念图。
该传感器阈值电路构成为具备四端子型传感器10、电压比较器20、传感器驱动电流检测电路30、传感器偏置电流产生电路50、阈值调整电流产生电路60以及偏置电流切换电路70。此外，四端子型传感器10是电阻型的四端子型传感器，例如是霍尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、加速度传感器中的任意一种。
另外，在该传感器阈值电路中，使在传感器偏置电流产生电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流IB流入到四端子型传感器10的输出端子，利用由传感器偏置电流IB与四端子型传感器10的输出端子VP的阻抗ROUT的乘积IB×ROUT引起的电压降，在传感器输出电压VSO(＝VP-VN)上具有滞后特性。
在这种结构的传感器阈值电路中，使用传感器驱动电流检测电路30来检测传感器驱动电流IS，在传感器偏置电流产生电路50中产生传感器驱动电流IS的1/K倍(K>0)的阈值电流IT。在此，通过偏置电流切换电路70的控制，K具有两个值，传感器偏置电流产生电路50产生两个阈值电流ITO、ITR。
另外，在阈值调整电流产生电路60中产生传感器驱动电流IS的1/A倍(A>0)的阈值调整电流ICONT，通过对阈值电流IT和阈值调整电流ICONT进行加减运算来产生传感器偏置电流IB。
本发明的传感器阈值电路的要点是根据传感器驱动电流IS来产生阈值电流IT和阈值调整电流ICONT，通过对阈值电流IT进行加减阈值调整电流ICONT的运算来产生传感器偏置电流IBO。
为了理解本发明，首先考察图1中的阈值电流IT和阈值调整电流ICONT。
图2是如下结构的电路图为了简化说明而抽取出图1所示的传感器阈值电路内的四端子型传感器10和电压比较器20，并且阈值电流IT和阈值调整电流ICONT流过它们。
考虑通过偏置电流切换电路70的控制而图1所示的传感器偏置电流产生电路50产生阈值电流ITO时的阈值点BOP。
此时，使用传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/KO、阈值调整电流产生电路60的电流镜比1/A，用下式(12)表示传感器偏置电流IBO。
IBO＝ITO—ICONT ＝IS/KO-IS/A …(12) 此时，下式(13a)～(13c)成立。
I1＝(VCC-VP)/R1...(13a) I2＝VCC/(R3+R4)...(13b) VP/R2＝I1+((I1+I2)/KO-(I1+I2)/A)) ...(13c) 当求解VP时，成为 VP＝VCC×[(1+1/KO-1/A)/R1(1/KO-1/A)/(R3-R4)]/[1/R2+(1+1/KO-1/A)/R1] …(14) 电压比较器20在VP＝VN的电压下进行转换，因此下式(15)成立。
VCC×[(1+1/KO-1/A)/R1(1/KO-1/A)/(R3+R4)]/[1/R2+(1 +1/KO-1/A)/R1]＝R4×VCC(R3+R4) …(15) 能够考虑根据从外部施加的传感器输入BIN，四端子型传感器10的电阻器R1、R2、R3、R4打破平衡而成为R1＝R4＝R+ΔR、R2＝R3＝R-ΔR、或者R1＝R4＝R-ΔR、R2＝R3＝R+ΔR，从而产生传感器输出电压VSO(＝VP-VN)。由此，当设R1＝R4＝R+ΔR、R2＝R3＝R-ΔR时，下式(16)成立。
{(1+1/KO-1/A)/(R+ΔR)+(1/KO-1/A)/(R—ΔR+R+ΔR)} /{1/(R—ΔR)+(1+1/KO-1/A)/(R+ΔR)}＝(R+ΔR)/(R—ΔR+ R+ΔR) …(16) 求出上式(16)成立的ΔR/R。
ΔR/R＝(1/KO-1/A)/[2×{1+1/2×(1/KO-1/A)}] ≈1/(2×KO)-1/(2×A)≡BOP...(17) 即，上式(17)成立的ΔR/R为阈值点BOP。在此，利用在作为当前前提的范围内将常数KO、A处理为足够大的值来进行近似。
接着，考虑通过偏置电流切换电路70的控制而图1所示的传感器偏置电流产生电路50产生阈值电流ITR时的阈值点BRP。
此时，使用传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/KR、阈值调整电流产生电路60的电流镜比1/A，用下式(18)表示传感器偏置电流IBO。
IBR＝ITR—ICONT ＝IS/KR-IS/A…(18) 通过将包括在式(12)～(17)内的传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/KO置换为1/KR，能够同样地求出此时的阈值点BRP。
ΔR/R≈1/(2×KR)-1/(2×A)≡BRP...(19) 接着，考虑通过由传感器偏置电流产生电路50根据偏置电流切换电路70的控制来切换阈值电流ITO、阈值电流ITR而制作的滞后宽度|BH|。
此时，用下式(20)表示滞后宽度|BH|。
|BH|＝|BOP—BRP|＝|{1/(2×KO)-1/(2×A)}-{1/(2×KR)-1 /(2×A)}| ＝|1/(2×KO)-1/(2×KR)| …(20) 在上述实施方式中求出的上式(17)、(19)、(20)的重要点在于阈值点BOP和BRP依赖于系数A，而滞后宽度|BH|不依赖于系数A。
另外，通过改变系数A能够改变阈值点。
另外，根据上式(20)可知滞后宽度|BH|不依赖于传感器驱动电压VCC。
利用电流镜比来提供上述系数KO、KR，因此，如果系数KO、KR被确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，而不存在偏差、温度变动、经时变化。
因而，根据本发明的传感器阈值电路能够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度。
另外，在第一实施方式中，在传感器偏置电流产生电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流IB流入到四端子型传感器10的输出端子VP，但是也可以代替流入到四端子型传感器10的输出端子VP而流入到输出端子VN。
[第二实施方式] (第二实施方式的结构) 图3是表示本发明中的传感器阈值电路的第二实施方式的结构的电路图。
该传感器阈值电路构成为具备四端子型传感器10、电压比较器20、传感器驱动电流检测电路30、传感器偏置电流产生电路50、阈值调整电流产生电路60以及偏置电流切换电路70。此外，四端子型传感器10是电阻型的四端子型传感器，例如是霍尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、加速度传感器中的任意一种。
另外，在该传感器阈值电路中，使在传感器偏置电流产生电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流IB流入到四端子型传感器10的输出端子，利用由传感器偏置电流IB与四端子型传感器10的输出端子VP的阻抗ROUT的乘积IB×ROUT引起的电压降，在传感器输出电压VSO(＝VP-VN)上具有滞后特性。
在这种结构的传感器阈值电路中，使用传感器驱动电流检测电路30的电阻器RS来检测传感器驱动电流IS，在传感器偏置电流产生电路50中产生传感器驱动电流IS的1/K倍(K>0)的阈值电流IT，其中，上述传感器偏置电流产生电路50由电阻器RS、通过偏置电流切换电路70的控制而被连接的电阻器RR或者电阻器RO、运算放大器52以及PMOS晶体管51构成。在此，根据偏置电流切换电路70的控制，K具有两个值，传感器偏置电流产生电路50产生两个阈值电流ITO、ITR。
另外，在阈值调整电流产生电路60中产生传感器驱动电流IS的1/A倍(A>0)的阈值调整电流ICONT，其中，上述阈值调整电流产生电路60由电阻器RA、运算放大器61、PMOS晶体管63、PMOS晶体管64、电阻器RC、电阻器RB、运算放大器62、NMOS晶体管65、NMOS晶体管66以及NMOS晶体管67构成。
另外，通过在阈值调整电流产生电路60中对阈值电流IT和阈值调整电流ICONT进行减法运算来产生传感器偏置电流IB。在第二实施方式中，将从阈值电流IT中减去阈值调整电流ICONT而得到的电流作为传感器偏置电流IBO来进行说明，但是也可以将在阈值电流IT上加上阈值调整电流ICONT而得到的电流作为传感器偏置电流IBO。
本发明的传感器阈值电路的要点是根据传感器驱动电流IS来产生阈值电流IT和阈值调整电流ICONT，通过对阈值电流IT进行加减阈值调整电流ICONT的运算来产生传感器偏置电流IBO。
为了理解本发明，首先考察图3中的阈值电流IT和阈值调整电流ICONT。另外，为了便于理解，将检测传感器驱动电流的电阻器RS的电阻值考虑为远小于传感器电阻器R1、R2、R3、R4的电阻值，由此传感器的驱动端子电压VCC2等于VCC。根据后面推导的结果可知阈值点不依赖于传感器驱动电压VCC，因此传感器驱动电流检测电阻器RS的电阻值可以是任意值。
首先，说明图3中的偏置电流切换电路70的开关SWO导通、开关SWR断开时的阈值电流ITO。
ITO＝IS×RS/RO …(21) 在此，为了简化而如下那样定义传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/KO。
1/KO＝RS/RO …(22) 接着，说明图3中的偏置电流切换电路70的开关SWR导通、开关SWO断开时的阈值电流ITR。
ITR＝IS×RS/RR …(23) 在此，为了简化而如下那样定义传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/KR。
1/KR＝RS/RR …(24) 接着，如图4那样决定电流，说明阈值调整电流ICONT。图4是为了简化说明而抽取出图3所示的传感器阈值电路内的四端子型传感器10和传感器驱动电流检测电路30、传感器驱动电压源40以及阈值调整电流产生电路60的电路图。在此为了简化说明，设为PMOS晶体管63和PMOS晶体管64的大小相等来进行以下处理。另外，设为NMOS晶体管66和NMOS晶体管67的大小相等来进行以下处理。另外，设RB>RC。
首先，流过PMOS晶体管63和PMOS晶体管64的电流I63、I64相等，用式(25)来表示。
I63＝I64＝IS×RS/RA/2…(25) 另外，用下式(26)来表示流过NMOS晶体管65和电阻器RB的电流I65。
I65＝I64×RC/RB ＝IS×RS/RA/2×RC/RB…(26) 另外，NMOS晶体管66和NMOS晶体管67的电流I66、阈值调整电流ICONT相等，用下式(27)来表示。
I66＝ICONT＝I63—I65 ＝(IS×RS/RA/2)—(IS×RS/RA/2)×RC/RB ＝(IS×RS/RA/2)×(1—RC/RB) …(27) 在此，为了简化而定义下式(28)。
1/A＝RS/RA/2×(1—RC/RB) …(28) 接着，如图5那样决定电流。图5是如下结构的电路图为了简化说明而抽取出图3所示的传感器阈值电路内的四端子型传感器10和电压比较器20，并且阈值电流IT和阈值调整电流ICONT流过它们。
考虑图3所示的偏置电流切换电路70的开关SWO导通、开关SWR断开时的阈值点BOP。
此时，用上式(21)表示阈值电流ITO，使用式(21)、式(22)、式(27)、式(28)并用下式(29)来表示传感器偏置电流IBO。
IBO＝ITO-ICONT ＝IS/KO-IS/A…(29) 此时，下式(30a)～(30c)成立。
I1＝(VCC-VP)/R1...(30a) I2＝VCC/(R3+R4)...(30b) VP/R2＝I1+((I1+I2)/KO-(I1+I2)/A))...(30c) 当求解VP时，成为 VP＝VCC×[(1+1/KO-1/A)/R1+(1/KO-1/A)/(R3+R4)]/[1/R2 +(1+1/KO-1/A)/R1] …(31) 电压比较器20在VP＝VN的电压下进行转换，因此下式(32)成立。
VCC×[(1+1/KO-1/A)/R1+(1/KO-1/A)/(R3+R4)]/[1/R2+(1+1/KO-1/A)/R1]＝R4×VCC/(R3+R4) …(32) 能够考虑根据从外部施加的传感器输入BIN，四端子型传感器10的电阻器R1、R2、R3、R4打破平衡而成为R1＝R4＝R+ΔR、R2＝R3＝R-ΔR、或者成为R1＝R4＝R-ΔR、R2＝R3＝R+ΔR，从而产生传感器输出电压VSO(＝VP-VN)。由此，当设R1＝R4＝R+ΔR、R2＝R3＝R-ΔR时，下式(33)成立。
{(1+1/KO-1/A)/(R+ΔR)+(1/KO-1/A)/(R-ΔR+R+ΔR)} /{1/(R-ΔR)+(1+1/KO-1/A)/(R+ΔR)}＝(R+ΔR)/(R—ΔR+ R+ΔR)…(33) 求出上式(33)成立的ΔR/R。
ΔR/R＝(1/KO-1/A)/[2×{1+1/2×(1/KO-1/A)}] ≈1/(2×KO)-1/(2×A)≡BOP ...(34) 即，上式(34)成立的ΔR/R为阈值点BOP。在此，利用在作为当前前提的范围内将常数KO、A处理为足够大的值来进行近似。
接着，考虑图3所示的偏置电流切换电路70的开关SWO断开、开关SWR导通时的阈值点BRP。
此时，用上式(33)表示阈值电流ITR，使用式(23)、式(24)、式(27)、式(28)并用下式(35)来表示传感器偏置电流IBR。
IBR＝ITR—ICONT ＝IS/KR-IS/A …(35) 通过将包括在式(30)～(34)内的传感器偏置电流产生电路50的电流镜比1/KO置换为1/KR，能够同样地求出此时的阈值点BRP。
ΔR/R≈1/(2×KR)-1/(2×A)≡BRP ...(36) 接着，考虑通过切换偏置电流切换电路70的开关SWO、开关SWR而制作的滞后宽度|BH|。
此时，用下式(37)表示滞后宽度|BH|。
|BH|＝|BOP-BRP＝|{1/(2×KO)—1/(2×A)}—{1/(2×KR)—1 /(2×A)}| ＝|1/(2×KO)—1/(2×KR)|…(37) 图6示出根据上式(34)、(36)、(37)得到的阈值点BOP以及BRP、滞后宽度|BH|与系数1/A的关系。
在上述实施方式中求出的上式(34)、(36)、(37)以及图6的重要点在于阈值点BOP以及BRP依赖于系数A，而滞后宽度|BH|不依赖于系数A。另外，根据上式(28)，系数A由电阻比来决定，因此能够通过改变至少一个电阻器来改变阈值点。在图3和图4中，将电阻器RC作为可变电阻器来进行图示，但是也可以将电阻器RA或者电阻器RB作为可变电阻器。
另外，通过在以VCC为基准的情况下改变电阻器RA、在以GND为基准的情况下改变电阻器RB或电阻器RC，能够改变阈值点，能够与基准电压无关地改变阈值点。在此，根据式(22)、(24)，电阻器RS为依赖于系数KO、KR的系数，因此不能改变。另外，根据上式(37)可知滞后宽度|BH|不依赖于传感器驱动电压VCC。
由电阻比来提供上述系数KO、KR，因此如果系数KO、KR确定，则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变动、经时变化。
因而，根据本发明的传感器阈值电路能够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度。
[第三实施方式] (第三实施方式的结构) 图7是表示本发明中的传感器阈值电路的第三实施方式的结构的电路图。
该传感器阈值电路构成为具备四端子型传感器10、电压比较器20、传感器驱动电流检测电路30、传感器偏置电流产生电路50、阈值调整电流产生电路60以及偏置电流切换电路70。此外，四端子型传感器10是电阻型的四端子型传感器，例如是霍尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、加速度传感器中的任意一种。
另外，在该传感器阈值电路中，使在传感器偏置电流产生电路50和阈值调整电流产生电路60中产生的传感器偏置电流IB流入到四端子型传感器10的输出端子，利用由传感器偏置电流IB与四端子型传感器10的输出端子VP的阻抗ROUT的乘积IB×ROUT引起的电压降，在传感器输出VSO(＝VP-VN)上具有滞后特性。
在这种结构的传感器阈值电路中，使用传感器驱动电流检测电路30的电阻器RS来检测传感器驱动电流IS，在传感器偏置电流产生电路50中产生传感器驱动电流IS的1/K倍(K>0)的阈值电流IT，其中，上述传感器偏置电流产生电路50由电阻器RS、通过偏置电流切换电路70的控制而被连接的电阻器RR或者电阻器RO、运算放大器52以及PMOS晶体管51构成。在此，根据偏置电流切换电路70的控制，K具有两个值，传感器偏置电流产生电路50产生两个阈值电流ITO、ITR。
另外，在由电阻器RA、运算放大器61、PMOS晶体管63、NMOS晶体管66以及NMOS晶体管67构成的阈值调整电流产生电路60中产生传感器驱动电流IS的1/A倍(A>0)的阈值调整电流ICONT。
另外，通过在阈值调整电流产生电路60中对阈值电流IT和阈值调整电流ICONT进行减法运算来产生传感器偏置电流IB。在第三实施方式中，将从阈值电流IT中减去阈值调整电流ICONT得到的电流作为传感器偏置电流IBO来进行说明，但是也可以将对阈值电流IT加上阈值调整电流ICONT得到的电流作为传感器偏置电流IBO。
本实施方式的作用以及效果与第一及第二实施方式相同，因此省略。不同点是式(28)，但是，通过将在上式(28)中定义的1/A置换为下式(38)，能够同样地考虑图7所示的传感器阈值电路的阈值点BOP、阈值点BRP、滞后宽度|BH|。
1/A＝RS/RA …(38) 在此，为了简化说明，将NMOS晶体管66和NMOS晶体管67的大小设为相等来进行处理。
另外，根据上式(38)，系数A由电阻比来决定，因此能够通过改变一个电阻器来改变阈值点。
根据以上的结构，与第一及第二实施方式相同，如果系数KO、KR确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变动、经时变化，因而，根据本发明的传感器阈值电路，能够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度。
权利要求
1.一种传感器阈值电路，对于传感器的输入而输出具有滞后特性的数字信号，其特征在于，具备
电压比较器，其将上述传感器的输出电压二值化；
传感器驱动电流检测电路，其检测上述传感器的驱动电流；
传感器偏置电流产生电路，其根据上述电压比较器的输出而产生阈值电流，该阈值电流为由上述传感器驱动电流检测电路检测出的传感器驱动电流的1/K倍(K>0)；以及
阈值调整电流产生电路，其产生阈值调整电流，对在上述传感器偏置电流产生电路中产生的上述阈值电流进行加减上述阈值调整电流的运算来产生传感器偏置电流，提供给上述传感器的输出端子，其中，上述阈值调整电流为由上述传感器驱动电流检测电路检测出的传感器驱动电流的1/A倍(A>0)。
2.根据权利要求1所述的传感器阈值电路，其特征在于，
还具备偏置电流切换电路，该偏置电流切换电路根据上述电压比较器的输出来切换第一电阻和第二电阻，
上述传感器偏置电流产生电路根据被上述偏置电流切换电路连接的第一电阻或第二电阻来产生上述阈值电流。
3.根据权利要求2所述的传感器阈值电路，其特征在于，
上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器、第二和第三电阻器以及运算放大器，当设上述第一电阻器的电阻值为RA、上述第二和第三电阻器的电阻值分别为RB、RC(RB>RC)、上述传感器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为RS时，用下式表示上述1/A的值
1/A＝(RS/RA/2)×(1—RC/RB)
其中，上述第一电阻器用于以传感器驱动电压为基准来改变阈值点，上述第二和第三电阻器用于以GND为基准来改变阈值点。
4.根据权利要求3所述的传感器阈值电路，其特征在于，
上述第一电阻器、上述第二电阻器、上述第三电阻器中的至少一个是可变电阻器。
5.根据权利要求1所述的传感器阈值电路，其特征在于，
上述阈值调整电流产生电路具备第一电阻器以及运算放大器，当设上述第一电阻器的电阻值为RA、上述传感器驱动电流检测电路的电阻器的电阻值为RS时，用下式表示上述1/A的值
1/A＝RS/RA
其中，上述第一电阻器用于以传感器驱动电压为基准来改变阈值点。
6.根据权利要求5所述的传感器阈值电路，其特征在于，
上述第一电阻器是可变电阻器。
7.根据权利要求1～6中的任一项所述的传感器阈值电路，其特征在于，
设上述第一电阻器的电阻值为RO、上述第二电阻器的电阻值为RR，在仅导通上述第一电阻器的情况下表示为1/K＝RS/RO，在仅导通上述第二电阻值的情况下表示为1/K＝RS/RR。
8.根据权利要求1～6中的任一项所述的传感器阈值电路，其特征在于，
上述传感器是四端子型传感器，是霍尔元件、磁阻元件、应变传感器、压力传感器、温度传感器、加速度传感器中的任意一种。
全文摘要
提供一种能够提供不依赖于阈值点的变化的滞后宽度的传感器阈值电路。通过用阈值电流IT和阈值调整电流ICONT来产生偏置电流IB，从而由系数K、系数A提供阈值点、由系数K提供滞后宽度|BH|，因此如果系数K确定则滞后宽度|BH|与系数A无关地保持固定。另外，由于系数A由电阻比来决定，因此能够通过改变一个电阻器来改变阈值点。另外，如果系数K确定则滞后宽度|BH|确定为一个值，不存在偏差、温度变动、经时变化。
文档编号G01D1/18GK101548158SQ20088000100
公开日2009年9月30日 申请日期2008年9月4日 优先权日2007年9月28日
发明者吉冈沙耶香 申请人:旭化成电子材料元件株式会社