一种比较器的自适应阈值电路的制作方法
【专利摘要】一种比较器的自适应阈值电路，它的阈值电压适应输入信号特性。在一个实例中，存储在峰值检测电容中的稳定状态阈值电压由两个射随器的基极-发射极电压比值产生。当输入信号变化时，阈值电压随着输入信号的变化而变化。电压控制的电流源检测输入信号的幅值，并通过控制电阻上的压降来调整阈值电压的幅值。一个反馈信号表明耦合到自适应阈值电路的比较器输出端的状态是用来提供滞后的。在另一个实例中，阈值电压由第一电阻上的压降决定。电压控制的电流检测输入信号的幅值，并通过控制第二电阻上的压降来调整阈值电压的幅值。
【专利说明】—种比较器的自适应阈值电路
【技术领域】:
[0001]本发明涉及用于比较器的阈值电路。更特别的是，本发明涉及新型的自适应阈值电路，用于产生阈值电压给比较器，该比较器将输入信号与阈值电压相比较，从而产生的阈值的电压适应输入信号的特性。甚至更特别的是，本发明涉及自适应阈值电路能够适应光电二极管前置放大器输出端的阈值电压。
[0002]在数字通信系统中，光电二极管接收器用于检测由发光二极管(LED)传输的光脉冲。光电二极管通常提供一个输入电流给前置放大器，该前置放大器将输入电流转换为电压并增加适度的增益。一个比较器通过前置放大器输出电压与阈值电压的比较来重构接收到的脉冲。这种光电二极管接收器通常工作在很宽的频率范围、脉冲幅度和环境光线条件下。
[0003]由于光电二极管的电流与入射光成比例,环境光可以在前置放大器输出端产生较大的直流偏置和不必要的低频交流信号。为了弥补这种不利影响，光电二极管的接收器通常采用一个跨导模块与前置放大器相连接，形成一个伺服回路。跨导模块将电流反馈到前置放大器的输入端，以至于当没有光脉冲接收时，前置放大器的输出等于预设的偏置电平。
[0004]为了重构接收的脉冲，比较器的负输入端连接到前置放大器的输出端，比较器的正输入端连接到被设定在预设偏置电平和最小脉冲幅度之间的中间阈值电压。当前置放大器的输出电压超过阈值电压时，比较器的输出端由高变为低，当前置放大器的输出电压低于阈值电压时，比较器的输出端由低变为高。在这种结构中，任何在前置放大器输出端的直流偏置表现为比较器输入端的差分模式偏置。在理想情况下，伺服回路取消了光电二极管输出信号的任何直流和低频分量，以至于比较器只通过高于阈值电压的脉冲。
[0005]然而，伺服回路不能取消在跨导模块上的直流偏置。通常，跨导模块的输入级包括一个高度退化的差分放大器，具有宽的动态范围，但也有一个大的输入参考偏置。这个偏置等幅出现在前置放大器上，并且可能与放大的光电二极管是同一量级。如果光电二极管接收器必须捕获低电平信号，该前置放大器上的直流偏置可能大于阈值电压。作为一个结果，比较器不能捕获任何脉冲，因为前置放大器的输出信号可能永远不会与阈值电压交叉。
[0006]通常微调电路通过给跨导模块输入端添加一个补偿偏置来减少偏置误差。然而，这种方法的一个问题是每个电路必须进行调整或“修剪”，因此，在制造过程中需要越来越多的时间和费用。
【背景技术】:
[0007]此外，典型“修剪的固定阈值”电路通常不能适应某些独特的光电二极管特性。在高脉冲幅值时，光电二极管导通一个非零电流，在接收到的光脉冲结束后维持一段时间。由于这一电流，前置放大器输出端在脉冲结束时急剧下降(“锐截止区”)，随后有一相对较慢的衰减(“尾部”)到一直流电平。如果光电二极管接收器工作在很宽的频率范围和脉冲幅度范围内，在收到下一个脉冲之前，尾部区从一个脉冲不会衰减到低于预定的阈值电压。如果发生这种情况，比较器可能再次无法检测接收到的脉冲。此外，即使尾部衰减低于阈值电压，重建的脉冲宽度将比所接收到的光脉冲宽度长。
[0008]一个抵消这些直流偏置误差方法是取代“修剪的固定阈值”电路，该电路提供自适应触发阈值，如具有快速单电源的自适应触发电路，如图3所示。自适应触发电路设置比较器的阈值电压在最高和最低峰值振幅的中点。该电路采样两个峰值检测器来捕获两个电容输入信号的高峰和低峰。一对高值串联电阻与两个电容相连接，并用于(I)设置高峰电容的放电时间和低峰电容的充电时间，(2)形成一个分压器,设置在两个电容器之间的阈值电压。由于阈值电压未设置为一个固定水平，自适应触发电路消除了微调电路的需要，但适应被比较的信号。
[0009]然而，上述自适应触发电路的一个缺点是它需要一个初始峰值来设置阈值电压。由于初始阈值电压等于稳态直流输入信号幅值，比较器对第一脉冲的响应是不可预知的。此外，上述自适应触发电路需要大量的电阻值来保持较长高峰电容的放电时间和低峰电容的充电时间，以至于阈值电压保持在输入信号的高峰和低峰足够长的持续时间。
[0010]此外，如果在稳态阶段，上述自适应触发电路无光脉冲接收，然后突然接收到很大的光电二极管脉冲时，低峰电容慢慢从初始偏置信号电平充电到最低的“尾巴”电平。在这种情况下，在接收到初始高幅值脉冲后，阈值电压被设置为高峰值和初始偏置电平之间的电平阈值电压。在慢速充电期间，阈值电压缓慢增加到中点值，这可能低于或在二极管响应特性的尾部区域。如果是前者，比较器可以不在这段时间内接收脉冲触发，如果是后者，比较器产生的脉冲宽度大于接收的脉冲宽度。
[0011]LED和光电二极管之间的距离通常在I厘米到I米的范围内。如果光电二极管和LED很近甚至是接触时，光电二极管产生一个脉冲宽度失真的高幅值电流。如果在上述自适应触发电路的阈值电压设置低于前置放大器的峰值输出，比较器的输出脉冲宽度将比接收到的光脉冲更大。上述问题不能通过比例电阻来增加阈值电压到中点以上，但该问题已被可靠地解决。在最小的信号电平，这样的调整可能会增加比较器的误触发输出，从而降低接收器的噪声免疫力。
【发明内容】
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[0012]因此，本发明的目的是提供一种改进的自适应阈值比较器电路，它的一个低阈值电压用来触发光电二极管产生的低输入信号脉冲，并且用于与触发电平相适应的更高输入信号电平，以至于光电二极管独特的输出电流特性不会改变比较器的触发。
[0013]进一步提供一种改进的自适应阈值比较器电路，产生一个可变阈值电压以至于比较器可准确地响应初始脉冲。
[0014]进一步提供一种改进的自适应阈值比较器电路，该电路在比较器的输入端提供低
差模直流偏置。
[0015]本发明的另一个目的是提供一种改进的自适应阈值比较器电路，该电路工作在很宽的输入信号频率和脉冲幅值。
[0016]同时，本发明提供一种改进的自适应阈值比较器电路，该电路调整不对称的光电二极管脉冲以至于阈值被设置在“锐截止区”，在高幅值光电二极管的下降沿。
[0017]进一步提供一种改进的自适应阈值比较器电路，该电路调整失真的光电二极管脉冲，如当LED与光电二极管相接触时的结果，以至于阈值电压被设置低于前置放大器输出峰值电压，以准确地再现接收的脉冲宽度。
[0018]本发明的技术解决方案:
[0019]这些发明的目的是通过一种自适应阈值电路提供:(I)基于输入信号幅度和斜率的不同阈值电压电平；(2)在高于输入信号偏置电平的一个固定电压差上的初始阈值电压。
[0020]对比专利文献:CN103019289A用于集成电路的自适应偏置201210359640.2【专利附图】
【附图说明】:
[0021]附图将对本发明的优点作进一步的描述。部分器件的参考字符已在图中标明。
[0022]图1A是一个传统的直流伺服回路放大器和比较器的示意图。
[0023]图1B显不图1A中前置放大器输出直流偏置各个层次的输入电流和输出电压。
[0024]图2是图1A直流伺服回路放大器的一个详细的原理图，基于本发明的原则修改的。
[0025]图3显示了在“低电平”的输入信号下图2比较器电路输入端相对于时间的电压特性。
[0026]图4显示了比较器电路输入端相对于时间的电压特性，用于内部滞后比较器。
[0027]图5显示了在“中值电平”的输入信号下图2比较器电路输入端相对于时间的电压特性。
[0028]图6显不了在“高电平”的输入信号下一个典型的光电二极管的输出电流相对于时间的响应特性。
[0029]图7显示了在带有“尾巴”特性的“高电平”的输入信号下图2比较器的输入端相对于时间的电压特性，并且图2电路的部分将被去除。
[0030]图8显示了在带有“尾巴”特性的“高电平”的输入信号下图2比较器的输入端相对于时间的电压特性，该“尾巴”特性由光电二极管接收到“高电平”的光脉冲产生。
[0031]图9是一个自适应阈值触发电路的另一个实例。
[0032]图10显示了在“低电平”的输入信号下图9比较器电路输入端相对于时间的电压特性。
[0033]图11显示了在“中值电平”的输入信号下图9比较器电路输入端相对于时间的电压特性。
[0034]图12A显示了当光电二极管和LED相接触时，一个典型光电二极管的电流相对于时间的响应特性。
[0035]图12B显示了当光电二极管和LED相接触时，在“高电平”的输入信号下图9比较器电路输入端相对于时间的电压特性。
【具体实施方式】:
[0036]图1A显示了一个传统直流伺服回路放大器和比较器190的简化示意图100。在图1A中，前置放大器160的负输入端耦合到节点104，正输入端耦合到节点109，输出端耦合到节点106。光电二极管102在接地端和节点104之间耦合，并以电流I的形式提供输入给前置放大器160，电流I根据照射在光电二极管上的光照量变化。在缺少光照的情况下，光电二极管102从节点104吸收电流。随着光照强度的增强，电流I也增加。
[0037]反馈电阻150设定前置放大器160的增益，并且在节点104和节点106之间耦合。二极管152和晶体管108的基极-发射极电路(晶体管108的集电极耦合到正电源端(V+))被分别耦合到电阻150，并以反相关系来限制电阻150上的电压。二极管152和晶体管108设定前置放大器160的最大直流信号电平输出。直流偏置和阈值设置网络185包括电流源140(产生电流ITH)，电阻142和二极管136与138。节点109上的电压是二极管136与138导通电压和，提供直流偏置给前置放大器160。
[0038]跨导模块170 (“GM模块170”)在节点104和106之间耦合，并包括运算放大器172，电阻174与178和电容176与180。运算放大器172的正输入端通过一个低通滤波器耦合到节点106，该低通滤波器由电阻174和电容176形成。运算放大器172的负输入端通过一个低通滤波器耦合到运算放大器172的输出端，该低通滤波器由电阻178和电容180形成。运算放大器172的负输入端也耦合到节点109，来设置运算放大器172的直流偏置。运算放大器172的输出端通过电阻179耦合到节点104。
[0039]GM模块170的功能是控制前置放大器160输出端的直流电平。电阻174和178的值完全相等，电容176和180的值也完全相等。当运算放大器172的正输入端频率增加时，相等频率的设定值降低了 GM模块170的增益。另外，电阻179将运算放大器172的输出电压转变为节点104处的输入电流，并设置GM模块170的增益。该增益等于电阻150与179的比值。如果运算放大器172没有输入参考直流偏置，GM模块170使前置放大器160输出端的直流电平等于节点109上的直流电平。
[0040]前置放大器160的输出端耦合到运算放大器172的正输入端和比较器190的负输入端。比较器190的正输入端耦合到直流偏置和阈值设定网络185上。1-R电压由电流Ith通过电阻142产生，电阻142设定比较器190的输出阈值电压VT。通常，Ith和电阻142被选择以至于比较器190的阈值电压被设定到约为前置放大器160的直流偏置输出最小信号的一半以上。比较器190可能具有内置的滞后，在比较器输出开关从高变为低后，内部转移阈值电压降。
[0041]然而，图1A的电路很容易受到直流偏移的误差。运算放大器172的输入级通常是在宽动态范围内的线性操作。然而，运算放大器172的偏置通常比前置放大器160的偏置大很多。在运算放大器172输入端上的任何直流偏置也出现在前置放大器160的输出端。如果这个偏置量与前置放大器160输出端上的最小信号电平相同，则比较器190可能将无法检测低电平的光电二极管信号。
[0042]这个问题在图1B中被说明。轨迹1000显示了节点104上的光电二极管电流(图1A中的电流I正向流出节点104)。如果光电二极管电流的峰值是300nA并且反馈电阻150达到50千欧，那么前置放大器160输出端电压的峰峰值是15mV。轨迹1020显示了耦合到比较器190正输入端的阈值电压，轨迹1050说明了比较器190的输出电压。如图1B所示，前置放大器160输出端没有直流偏置，比较器190准确地再产生所接收的光脉冲。
[0043]前置放大器160输出端的直流偏置以一个比较器190负输入端的差模偏置出现。轨迹1030和1040分别显示了前置放大器160输出端-18mV和+IOmV直流偏置。在图1B中的信号值，对于-1OmV的偏置(轨迹1030)，前置放大器160输出端不会越过阈值电压，并且比较器190不会触发。同样地，对于+IOmV的偏置(轨迹1040)，前置放大器160输出端总是高于阈值电压，并且比较器190不会捕获接收的光脉冲。为了解决这个问题，在修整制造期间，调整GM模块170的偏置。然而，这增加了制造成本，并且不能消除温度的偏置。
[0044]此外，还有一个潜在的脉冲宽度问题，由于前置放大器160的有限带宽，引起较大的信号电平(例如信号刚低于晶体管108的二极管钳位电压)。随着信号电平从低电平增加到较大的电平，前置放大器160的不同(非对称)正和负的转换率特性可能增加由比较器190产生的脉冲宽度。此外，缓慢衰减的二极管“尾巴”发生在一定比例的二极管电流峰值上，如果阈值电压没有从“尾巴”区移到“锐截止区”上方，可能会显著影响比较器190输出端的脉冲宽度。这些脉冲宽度问题是不可取的，特别是输出脉冲的时序和窗口位置是至关重要的。
[0045]如图2所示，本发明解决了上述和其他问题。图2是图1A电路的一个详细原理图，并基于本发明的原则修改的。如图2A所示，光电二极管102在接地端和前置放大器160的负输入端之间耦合。反馈电阻150，钳位二极管152和晶体管108的基极-发射极电路一起并联耦合在前置放大器160的输出端、Vpo和负输入端上。如下面详细地解释，电阻262添加到图2的电路以增加在锐截止区的压降值。晶体管108的集电极耦合到正电源端(V+)。
[0046]如图2A所示，在Vpq上的直流偏置由GM模块170控制。作为图2所示的一种传统GM模块的替代使用，一个典型的GM模块电路被使用。GM模块170的输出端耦合到前置放大器160的负输入端。GM模块170的正输入端稱合到前置放大器160的输出端。GM模块170的负输入端耦合到直流偏置设定网络185，该网络包括电流源140(产生电流ITH)，电阻142和二极管136与138。不像在图1A所示的电路中，直流偏置设定网络185不产生阈值信号给图2的比较器190。相反，直流偏置设定网络185只提供直流偏置信号，并且电路200产生一个门限信号。
[0047]图2也显示了传统差分比较器190的简化电路。比较器190包括由晶体管270和272组成的一阶输入差分对，通过集电极电阻274和276耦合到正电源端(V+)并通过由晶体管278和参考电压源280表示的电流源耦合到接地端。一阶输入差分输出端被由晶体管282和284组成的二阶差分输入对倒置，通过集电极电阻288和290耦合到正电源端(V+)，并通过由晶体管286耦合到接地端。晶体管282和284的差分输出端通过由晶体管292、294,296-299和电阻293与295组成的电路被转换成单端输出。由晶体管264-266、负载电阻267组成的传统的输出级在OUT端产生TTL电平输出。
[0048]自适应阈值电路200在前置放大器160的输出端和直流偏置设定网络185之间耦合。比较器190的输入端被构建并基于本发明的原则运行。前置放大器160的输出端，Vro耦合到自适应阈值电路200输入节点处的射随器晶体管202的基极。出现在这个节点的输入信号通过电阻201驱动射随器晶体管202和204的基极。电流源208和206分别偏置晶体管202和204。电压V1L出现晶体管202的发射极作为自适应阈值电路200的第一输出信号。Vi是VP(^^水平位移结果，并且耦合到比较器190的负输入端。电阻210在晶体管204的发射极和电流源206之间耦合。输出阈值电压Vt作为自适应阈值电路200的第二输出信号出现在电阻210和电流源206之间。Vt耦合到比较器190的正输入端。峰值检测电容212在比较器190的正输入端和接地端之间耦合。
[0049]网络250由晶体管238与240和电流源234组成，并提供滞后。此外，晶体管214、216,218,220和222、电阻215和电流源224与226控制基于Vro振幅的输出阈值电压VT。[0050]根据本发明的原则，输出阈值电压Vt适应Vtt的特征，是前置放大器160输出端水平位移的结果。自适应阈值电路200产生一个输出阈值电SVt，它的直流分量是一个高于Vil直流分量的固定电压，并它的交流分量适应Vtt的交流分量。自适应阈值电路200的操作的条件如下:(1)直流和“低电平”输入信号(2) “中值电平”输入信号(3) “高电平”输入信号。
[0051]直流偏置设定网络185的偏置信号耦合到晶体管214的基极，作为自适应阈值电路200的第一偏置信号节点。对于直流和“低电平”的输入信号，Vi和Vt低于晶体管214的基极电压，它由电阻142上的压降设定，两个电压降是由二极管136和138形成一个电压，且低于前置放大器160的钳位电压，该钳位电压由晶体管108和电阻262确定。因为V1^和Vt低于晶体管214的基极电压，晶体管216、218、220和222断开，电流源224和226通过晶体管214和电阻215吸收来自V+的电流。在晶体管214基极的电压被设置为一个由GM模块170产生的偏置，并不足以接通晶体管216和218。在稳定的状态下，晶体管240通常是关闭的。作为一个结果，基极电阻上的电压降可以忽略。在稳定状态下，输出阈值电压Vt的值由晶体管202和204的静态基极-发射极电压Vbe差决定。对于直流和“低电平”输入信号，输出阈值电压Vt被设置为大约最小预期Vu交流峰值的一半。
[0052]晶体管202和204的基极-发射极电压Vbe由每个晶体管的基极-集电极结面积和它们的相应的集电极电流决定，这约等于电流源208和206的值。在图2的具体实例中，晶体管202和204基极-发射极结面积比例是3:5，晶体管202和204的集电极电流基本相等。在另一个实例中，晶体管202和204基极-发射极的结面积大小相等(1:1)并且晶体管的集电极电流通过电流源206和208的比值成比例，以产生晶体管202和204的直流基极-发射极电压差。通过配合晶体管202和204基极-发射极结面积，或电流源206和208的值，自适应阈值电路200在Vu和Vt之间建立第一预定关系。特别是，Vt的直流分量可以被设定为高于Vtt的直流偏置电平的固定电压。例如，(I)通过设定晶体管202和204基极-发射极的结面积比例为3:5，并利用基本相等的电流源206和208，或(2)通过设定晶体管202和204基极-发射极的结面积比例为1:1，并设定电流源206和208的比例为5:3, Vt的直流分量大约为6.5mV,并高于直流偏置电平V1^5
[0053]图3显示了上述自适应阈值电路对“低电平”的输入信号脉冲响应。轨迹300显示了输入信号V相对于时间的电压特性，轨迹310显示了输出阈值电压Vt的相应特征。如图3所示，对于“低电平”输入信号，Vm具有大约1.515V的直流偏置电平，并且Vt适应Vw输出阈值电压Vt最初被设置为一个高于直流电平Vi的固定电压。特别是，Vt的直流分量大约为6.5mV,并高于直流偏置电平Al。
[0054]当Vtt低于Vt时，比较器190中晶体管297的基极是低电平，导致比较器190的输出端为高电平并且晶体管240的基极的电平低于晶体管238。因此，晶体管238导通电流源234的全部电流，并且晶体管240被断开。
[0055]如图3所示，当光电二极管脉冲被接收时，如参考数字330所示，Vu开始上升。当Vil上升，Vt也上升，由于电阻210和电容212的时间常数上升很缓慢。由于前置放大器160的输出端具有固定的带宽，Vil将有一定的上升时间以允许Vt上升到Vtt高于Vt之前的地方。Vtt高于Vt约为7.5mV，如图3所示的参考320。在这一点上，因此，输出阈值电压Vt的交流分量大约为lmV。因此，电路捕获来自前置放大器的第一光电脉冲(这个脉冲超过最小直流阈值)。
[0056]滞后网络250由晶体管238和240形成，电流源234的操作如下。晶体管238的基极被节点109处产生的电压偏置。晶体管238的集电极电流由电流源决定，并通过晶体管240由比较器190的开关动作控制。在Vi高于Vt后不久，比较器190的输出端从高电平变为低电平，并且晶体管297和240的基极电压被拉高。因此，晶体管238断开，并且晶体管240开始导通电阻201的电流，降低晶体管204的基极电压。通过适当元件值的选择，电阻201的电压降阻止Vt为Vtt。如图3所示，当光电二极管脉冲是高电平时，Vt大约为2mV，低于从而在脉冲结束之前，滞后网络增加足够的噪声容限以避免比较器190的误触发输出。
[0057]另外，在本发明的另一实例中，比较器190被修改为包括一个内置滞后效应以至于在滞后网络250中的晶体管238与240和电流源234从自适应阈值电路200中去除。图4显示了被替代自适应阈值电路对低电平输入信号脉冲的响应。轨迹400显示了低电平输入信号Vm轨迹401显示了 Vt信号。请注意，在脉冲的顶部，Vt高于Vm这不是一个问题，当比较器被用作“低电平”阈值电压偏置时，比较器具有相同的内置滞后。这是因为比较器将使接收的输出阈值电压Vt低于Vw
[0058]本发明的首选实例以集成电路实现。因此，滞后功能在自适应阈值电路部分比在比较器190中的单独电路更方便实现。请注意，在另一个实例中，对于“低电平”的输入信号，Vtt总是返回到1.5V的初始电压水平，Vt返回到高于\的初始直流阈值电压(如图3和图4)。
[0059]当输入信号电平增加超过低信号电平到中值信号电平时，晶体管216基极的电压上升到高于晶体管214基极的电压。当这种情况发生时，晶体管214开始断开，并且晶体管216开始接通。因为晶体管216基极的电压高于晶体管218基极的电压，来自电流源224和226的电流主要由晶体管214和216共享。晶体管218、220和222导通可忽视的电流，因此不影响输出阈值电压VT。晶体管216的集电极导通第一补偿电流，引起电阻201上电压降拉低到Vt，并且保持电压使之不超过Vw在这种方式中，自适应阈值电路200在Vi和Vt之间建立第二预定关系。特别是，当光电二极管的脉冲是高电平时，Vt的一个预定量低于Vu的水平。晶体管214和216共享的电流取决于输入信号的幅值，\和\之间的电压差根据输入信号幅值而变化。例如，当光电二极管脉冲是高电平时，Vtt大于1.9V，电流源224和226被设定为50uA,电阻201设为30K Ω，Vt被设为大约IOOmV低于Vil的值。Vil和Vt之间的电压差以一个输入信号的近似线性方式变化。线性度很大程度上取决于电阻215。低输入信号和较高信号水平之间的转换是通过电流Ith和电阻142的适当选择实现的。
[0060]图5说明了 “中值电平”信号的操作。如图5所示，当晶体管216开始接通时，Vil(轨迹510)的幅值增加，Vt (轨迹520)跟随V1L增加，减去电阻201上的电压降。电阻201上的电压降约等于晶体管216和240上的集电极电流与电阻201的乘积值。在图2的实例中，当光电二极管脉冲是高电平时(如图5所示)，VT约等于IOOmV,低于V的幅值。还请注M,Vil的斜率为正，因为它从低电平增加到高电平，当Vtt是高电平时，却成为了负值。这是由于GM模块170的伺服作用。如果晶体管216在负斜率期间内没有拉低到VT，V1^可以交叉存储在电容212中的Vt，导致比较器190输出状态不良的改变。
[0061]当输入信号从“中值电平”增加到“高电平”信号值时，由于光电二极管102的响应特性可能导致一个问题发生。在“高电平”信号处，当接受光脉冲结束后时，光电二极管趋于表现出一个“尾巴”。响应特性如图6所示，它表明一个典型的光电二极管输出电流相对于时间的特性。如图6所示，当光电二极管102在光照下接通时，它的输出电流上升到最大水平。当光照关闭时，由于扩散时间常数，该二极管继续导通电流。在大约1.5us时，光照关闭，并且光电二极管的电流迅速从IOmA下降到2mA。这种“锐截止区”显示在图6的610处。在光电二极管电流下降低于大约2mA后，电流衰减放缓至40uA/8.7us。这种“尾部区域”显示在图6的620处。
[0062]如果在尾部区域的光电二极管电流为40uA，并且反馈电阻150是50 K Ω，前置放大器160的输出端被晶体管108钳制，并且尾部区域的Vu降低到低于峰值的几十毫伏。为了准确地再现在比较器190输出端处接收到的光脉冲，在尾部区域开始之前，输出阈值电压Vt应该在锐截止区设置一个低于比较器190输出端峰值的几十毫伏电压。精确地控制Vt在一个狭窄的电压范围是困难的。然而，电阻262通过增加前置放大器160的线性工作范围解决了这个问题，从而允许锐截止区的\下降到“高电平”光脉冲处。
[0063]光电二极管关闭响应特性的不对称放电尾巴可能引起比较器过早切换问题。这个问题表现在图7中。轨迹710显示了 V1L，轨迹720显示了输出阈值电压VT。如图7所示，Vt可以放电低于Vu “尾部”区域(见于轨迹710和720处的参考号730)。如果发生这种情况，比较器190过早地触发(即使光照从光电二极管上去除)，因为Vt低于Vtt (Vil的低状态大约为2.4V而不是1.5伏)。
[0064]根据本发明的原则，晶体管220和222解决了这个潜在的问题。在“高电平”信号处，晶体管214断开，因为Vt高于晶体管214基极的电压。在锐截止区V。低于Vt后(如参考号740所示)，晶体管218的基极电压高于晶体管216的基极电压，因此晶体管218接通，晶体管216断开。发射极电阻215增加晶体管218的线性工作范围，导通电流源224和226的电流。晶体管218通过PNP电流镜晶体管220和222导通第二补偿电流，流过在电阻201和晶体管204的基极之间形成的节点处。该电流流过电阻201主要是晶体管218的集电极电流，由晶体管222镜像。作为一个结果，晶体管204的基极电压增加，从而增加最小信号电平到Vt，并保持Vt高于Vtt。在这种方式中，自适应阈值电路200在Vu和Vt之间建立第三预定关系。
[0065]此操作的结果如图8所示。轨迹810显示了 Vtt，轨迹820显示了输出阈值电压VT。图8中，在V低于Vt之后，Vt仍高于VIL。因此，比较器190不会在“高电平”处过早地被触发。晶体管204基极的电压升高，并通过确保Vt高于Vtt来提高了噪声免疫。这个额外的电压主要由通过PNP电流镜流过电阻201的电流决定。
[0066]在“高电平”光电二极管脉冲之后，需要有足够的时间，光电二极管的尾部衰减至直流水平。输出阈值电压Vt下降直到它低于晶体管214的基极电压水平。在这一点上，晶体管216和218断开并且晶体管214提供电流给电流源224和226。电容212然后放电，将输出阈值电压Vt降低到低直流阈值电压。
[0067]如图2所示的实例中，自适应阈值电路200在ViJPVt之间建立三个预定关系。其他的预定关系被添加，但不脱离本发明的范围。通过添加电路来进一步控制电阻201上的电压降，以响应\或\，或两者。在图2的实例中，所有的电流用于调整比较器阈值电压来匹配更好的追踪。[0068]图9显示了一个本发明的自适应阈值设定网络。自适应阈值电路900在前置放大器160、1和比较器190的输入端之间耦合，并且根据本发明的原则操作。直流偏置设定网络产生电压参考946和950 (在图9中用电池的符号表不)。电压参考946提供第一偏置信号，耦合到晶体管916的基极，并作为自适应阈值电路900的第一偏置信号节点。电压参考950提供第二偏置信号，耦合到晶体管926的基极，并作为自适应阈值电路900的第二偏置信号节点。
[0069]在自适应阈值电路900的输入信号节点处，前置放大器输出端Vro-合到射随晶体管902的基极。在这个节点上的输入信号通过串联连接的电阻901A和901B驱动射随晶体管902和904的基极。电阻901B比电阻901A小得多。晶体管902和904被匹配的电流源908和906偏置。电阻901在晶体管902的发射极和电流源908之间耦合。在节点上的V1L在电阻910和电流源908之间形成，作为自适应阈值电路900的第一输出信号。Vi耦合到比较器190的负输入端。因为射随晶体管902具有大约统一的小信号增益，Vi近似等于Vra减去晶体管压降Vbe和电阻910上的电压降。发射极电阻911在晶体管904的发射极和电流源906之间耦合。比较器190的正输入端耦合到在电阻911交界处形成的节点，峰值检测电容912和电流源906。电阻911提供限制电流给晶体管904并且限制电容912的上升时间。
[0070]晶体管914、916、918、920、922、924 与 926，电阻 928,942 与 944，电流源 952 与 954
和电压参考946与950被用来控制输出阈值电压Vt，它是基于Vro自适应阈值电路900的第二输出信号。另外，如下所述，网络940提供了滞后。
[0071]按照本发明的原理，自适应阈值电路900产生一个输出阈值电Svt,适应前置放大器输出电压的特性。如图2的实例所示，自适应阈值电路900产生一个输出阈值电Svt，它的直流成分近似固定电压高于Vtt的直流成分，并且它的交流成分适应Vtt的交流成分。自适应阈值电路900的操作如下:(1)直流和“低电平”输入信号(2) “中值电平”输入信号(3) “高电平”输入信号。
[0072]对于直流和“低电平”输入信号，输出阈值电压Vt被设置为大约最小Vllj峰值的一半。晶体管902和904的基极_发射极结面积的大小相等，并且晶体管的集电极电流基本相等。因此，晶体管902和904的基极-发射极电压Vbe相匹配，并且追踪最佳温度。电压参考946决定“低电平”输入信号，并且耦合到晶体管916的基极。这个电压被设置到一个直流和“低电平”输入信号水平，包括前置放大器输出端的直流偏置，晶体管918保持关闭和不从电阻901A和901B吸收电流。
[0073]网络940的内部电路元件没有显示，以一个与图2实例中网络250类似的方式提供滞后。例如，当V低于输出阈值电压Vt时，比较器190的输出端是高电平，Vh是低电平，并且网络940不吸收电流。因此，可忽略电阻901A和901B上的电压降。电阻910比电阻911大很多，所以电阻911上的压降与电阻910上的压降相比较可忽略。因此，对于直流和“低电平”输入信号，输出阈值电压Vt是固定的并近似等于电阻910上的压降，同时高于Vw通过使电阻910和911的阻值成比例，自适应阈值电路900在Vi和Vt之间建立第一预定关系。例如，通过设置电流源906和908为IOuA,电阻910和911为500 Ω和25 Ω，Vt的直流成分为4mV，且高于Vtt的直流偏置。在图2的实例中，对于直流和“低电平”输入信号，Vt被设置为大约最小Vu交流峰值的一半。[0074]图10显示了图9中自适应阈值电路对“低电平”信号脉冲的响应。轨迹1010表示V1L,轨迹1020表示输出阈值电压VT。如图10所示，V1L的直流偏置电平约为1.646V，并且乂:适应Al。
[0075]对于直流和“低电平”输入信号，晶体管918是断开的。输出阈值电压Vt最初被设置为，Vil的直流电平的固定阈值。特别是，Vil的直流成分大约为4mV，高于Vtt的直流偏置水平。当Vtt低于Vt时，比较器190的输出端OUT是高电平，滞后网络940不从电阻901B上流过电流。
[0076]如图10所示的参考号1030，当光电二极管脉冲是高电平时，Vi开始上升。由于电阻911和电容912的时间常数上升很缓慢，随着输入信号的上升，Vt也上升。在输入信号Vtt与输出阈值电压Vt交叉之后不久，比较器输出端从高电平变为低电平，并且Vh变为高电平。滞后网络940开始从电阻901B上吸收电流，从而降低了晶体管904的基极电压。通过合适的元件值选择，电阻901B上的电压降阻止Vt为Vw从而增加了足够的噪声容限比，以避免在脉冲结束前比较器190的误触发输出。
[0077]电压参考946被设置为一个直流和“低电平”输入信号电平，晶体管918断开，晶体管916接通，提供 来自V+的电流给电流源晶体管920。晶体管920的集电极电流由二极管连接的晶体管922设定，该网络由晶体管924、926与914，电阻942与944和电流源952与954组成。对于“低电平”到“中值电平”输入信号，晶体管924和926的集电极电流大致等于电流源954提供的电流的一半。
[0078]当输入信号高于“低电平”到“中值电平”的信号时，晶体管918基极电压上升到高于晶体管916基极电压，开始接通晶体管918和断开晶体管916。晶体管918的集电极导通第一补偿电流，导致电阻901A上产生主要电压降(因为电阻901B比电阻901A小很多)，拉低到Vt并且阻止电压增加高于Vw发射极电阻928增加了晶体管918的线性工作范围。在这种方式中，自适应阈值电路900在Vi和Vt之间建立第二预定关系。特别是，当光电二极管脉冲是高电平时，Vt的预定量低于Vw '^和Vt之间电压差根据输入信号幅值的变化而变化。例如，如果晶体管918上的电流约为IOuA,电阻901A和901B分别为2K Ω和300 Ω，当光电二极管脉冲是高电平时，Vt被设置为至少约为150mV，低于\的幅值。\和￥:之间电压差以一个输入信号的近似线性方式变化。线性度很大程度上取决于电阻928。
[0079]如图11所示为自适应阈值电路对这些“中值电平”信号的操作。随着I (轨迹1110 )的幅度增加，Vt也增加，去除电阻901A上的压降，该压降由晶体管918接通产生。在图9可替代实例中，对于“中值电平”信号，当光电二极管脉冲是高电平时，Vt保持至少150mV，低于Vllj的幅值。在接收的光脉冲结束时,输出信号Vllj降低到直流稳态值。由于电容912通过电流源906缓慢地放电，输出阈值电压Vt缓慢衰减到直流稳态值。
[0080]对于“高电平”输入信号，不同于“中值电平”信号的电路操作，输出阈值电压Vt必须靠近Vtt的峰值电压设置。特别是，光电二极管和LED相接触时，光电二极管产生一个宽脉冲的高幅值电流，如图12A的轨迹1200所示。当光电二极管102接通时，它的输出电流快速上升并被扭曲。当LED断开时，由于耗尽区之外产生的电子空穴对的扩散时间，光电二极管继续导通电流。在约1.6us时，光源被关闭并且光电二极管电流增加到7.5mA的峰值。在约3.3us后，光电二极管电流下降到约6mA，然后衰减到100uA/8.7us。
[0081]图12B显示前置放大器输出端对应于图12A光电二极管电流。轨迹1210显示“高电平”输入信号相对于时间的电压特性，轨迹1220显示了输出阈值电压Vt相对应的特性。如果大振幅信号的输出阈值电压低于峰值至少几百毫伏，比较器的输出脉冲宽度比接收到的光脉冲的脉冲宽度大。晶体管914，NPN电流镜由晶体管920和922形成，开关网络由晶体管924与926和电阻942与944组成，电流源954解决了这个问题。在“高电平”信号处，晶体管924开始断开，因为晶体管914的发射极电压比晶体管926的基极电压高。随着晶体管924断开，它的集电极电流降低，通过NPN电流镜的作用，晶体管918的集电极电流也降低。因此，晶体管924导通第二补偿信号，降低电阻901A上的电压降，从而增加输出阈值电压VT。在这种方式中，自适应阈值电路900在Vi^PVt之间建立第三预定关系。例如，通过使用表1兀器件值，当光电二极管脉冲是高电平时，对于“高电平”输入信号的输出阈值电压约为50mV，并低于％^的峰值。当光电二极管和LED相接触时，除了解决上述问题，自适应阈值电路900与自适应阈值电路200类似解决了 “高电平”输入信号问题。
[0082]在图9所示的一个实例中，自适应阈值电路900在\和Vt之间建立三个预定关系。其他预定关系被添加，但不脱离本发明的精神。例如，通过添加电路来进一步控制电阻901A上的电压降，以响应\或\，或两者。在图9的实例中，所有的电流用于调整比较器190阈值电压来得到相同线路偏置以更好地匹配。
[0083]下表列出图2和图9中电路的典型元件值:
[0084]`
【权利要求】
1.一种比较器的自适应阈值电路，其特征是:自适应阈值电路产生第一和第二输出信号，输出信号中至少一个的变化响应于自适应阈值电路的输入信号；输入信号的节点应用于输入信号；第一和第二路径耦合到输入信号节点，第一信号路径具有第一输出节点，该节点产生的第一输出信号响应于输入信号，其中在第一和第二信号路径上的电路元件比例值在第一和第二输出信号之间建立一个预定关系；第三信号路径耦合到第一偏置信号节点和第一和第二信号路径(至少一个)上，第三信号路径产生第一补偿信号以响应输入信号，并将预定的方式与在第一偏置信号节点处的偏置信号相比较，第一补偿信号建立了一个在第一和第二输出信号之间的第二预定关系；第四信号路径耦合到第一和第二信号路径(至少一个)上，第四信号路径产生第二补偿信号以响应(a)第一和第二输出信号，并将预定的方式与另一个相比较，(b)至少一个的第一和第二信号路径，并将预定的方式与偏置信号相比较，第二补偿信号建立了一个在第一和第二输出信号之间的第三预定关系。
2.根据权利要求1所述的一种比较器的自适应阈值电路，其特征是:自适应阈值电路的第四信号路径耦合到第一偏置信号节点，其中，第四信号路径产生第二补偿信号以响应(a)第一和第二输出信号，并将预定的方式与另一个相比较，(b)至少一个的第一和第二信号路径，并将预定的方式与偏置信号相比较；自适应阈值电路的第四信号路径耦合到第二偏置信号节点，其中，第四信号路径产生第二补偿信号以响应(a)第一和第二输出信号，并将预定的方式与另一个相比较，(b)至少一个的第一和第二信号路径，并将预定的方式与偏置信号相比较；自适应阈值电路的第一和第二信号路径分别包含第一和第二晶体管；自适应阈值电路的第一预定关系由第一晶体管和第二晶体管的尺寸比值决定。
3.根据权利要求2所述的一种比较器的自适应阈值电路，其特征是:自适应阈值电路的第一信号路径进一步包括产生第一电流的第一电流源；第二信号路径进一步包括产生第二电流的第二电流源；第一晶体管导通第一电流，第二晶体管导通第二电流；第一预定关系由第一电流与第二电流的比值决定；第一和第二晶体管都具有基极和发射极；输入信号节点耦合到第一晶体管的基极和第二晶体管的基极；第一晶体管的发射极耦合到第一输出节点和第二晶体管的发射极耦合到第二输出节点；第一预定关系由第一晶体管和第二晶体管的基极-发射极的电压差决定；第一预定关系由第一晶体管和第二晶体管的基极-发射极的结面积决定；第一晶体管的集电极导通第一电流部分；第二晶体管的集电极导通第二电流部分；第一预定关系由第一晶体管和第二晶体管的集电极电流比值决定；第一电流源在第一输出节点和地之间耦合；第二`电流源在第二输出节点和地之间耦合；第一和第二晶体管的集电极都耦合到电源；第一晶体管的集电极电流基本等于第一电流；第二晶体管的集电极电流基本等于第二电流。
4.根据权利要求3所述的一种比较器的自适应阈值电路，其特征是:第一和第二晶体管具有基极和发射极；输入信号节点耦合到第一和第二晶体管的基极；第一电阻在第一晶体管的发射极和第一输出节点之间耦合；第二电阻在第二晶体管的发射极和第二输出节点之间稱合；第一预定关系由第一电阻和第二电阻之间的阻值差决定；第一电流源在第一输出节点和接地端之间耦合；第二电流源在第二输出节点和接地端之间耦合；其中第三信号路径包含一个第三晶体管；第三信号路径进一步包括产生第三电流的第三电流源；第三晶体管导通第三电流部分；第一补偿信号由第三电流的大小决定；第三电流路径进一步包括导通第三电流的第三电阻；第一补偿信号进一步取决于第三电阻上的电压；第三信号路径包括(a)导通第三电流的第三电流源，(b)具有基极、集电极和发射极的第三晶体管(C)第三电阻；第三晶体管和第三电阻都导通第三电流部分；第三电阻在输入节点、第二晶体管的基极和第三晶体管的集电极之间耦合；第一输出节点耦合到第三晶体管的基极；第三晶体管的发射极耦合到第三电流源；第一补偿信号由第三电流和第三电阻上的电压大小决定。
5.根据权利要求1所述的一种比较器的自适应阈值电路，其特征是:其中第四信号路径包含一个第四晶体管；第四信号路径进一步包括产生第四电流的第四电流源；第四晶体管导通第四电流部分；第二补偿信号由第四电流的大小决定；第四电流路径进一步包括导通第四电流的第四电阻；第二补偿信号进一步取决于第四电阻上的电压；第四信号路径包括(a)导通第四电流的第四电流源，(b)具有基极、集电极和发射极的第四晶体管(C)第四电阻；第四晶体管和第四电阻都导通第四电流部分；第四电阻在输入节点、第二晶体管的基极和第三晶体管的集电极之间耦合；第二补偿信号由第四电流和第四电阻上的电压大小决定。
6.根据权利要求5所述的一种比较器的自适应阈值电路，其特征是:第四晶体管的发射极耦合到第四电流源；第四晶体管的基极耦合到第二输出节点；第四晶体管的集电极耦合到第四电阻和第二晶体管的基极；第四信号路径进一步包括第四电阻，并且该电阻在输入节点、第二晶体管的基极和第三晶体管的集电极之间耦合；第四晶体管的集电极耦合到电源；第四晶体管的发射极耦合到第三电流源；第四电流源在第四晶体管的发射极和接地端之间耦合；第四信号路径进一步包括第五电流源、第五晶体管和第六晶体管；第五晶体管的集电极耦合到第三电流源，基极耦合到第四晶体管的发射极，发射极耦合到第五电流源；第六晶体管的集电 极耦合到接地端，基极耦合到第二偏置节点，发射极耦合到第五电流源；第三电流的大小基本上与第五晶体管的集电极电流成比例。
7.根据权利要求6所述的一种比较器的自适应阈值电路，其特征是:第三电流源包含一个第七晶体管，它的基极、集电极和发射极与接地端耦合；第四信号路径进一步包括第八晶体管，它的基极、集电极和发射极与接地端耦合；第八晶体管的集电极和基极耦合在一起形成一个二极管连接的电流源，并耦合到第五晶体管的集电极；第七晶体管的基极耦合到第八晶体管的基极。
8.根据权利要求1所述的一种比较器的自适应阈值电路，其特征是:其中自适应阈值电路是由集成电路实现的；其中光电二极管产生输入信号；光电二极管前置放大器提供输入信号给自适应阈值电路；光电二极管前置放大器具有一个跨导模块；光电二极管前置放大器、跨导模块和自适应阈值电路在集成电路上实现。
9.根据权利要求1所述的一种比较器的自适应阈值电路，其特征是:自适应阈值电路进一步包含一个滞后电路；其中滞后电路包含一个第五信号路径，耦合到输入信号节点、第一与第二信号路径(至少一个)和第一与第二输出信号节点，第五信号路径产生第三补偿信号以响应第一和第二输出信号，将预定方式与另一个相比较，第三补偿信号在第一和第二输出信号之间产生一个第四预定关系；第五信号路径包括一个第九三极管，耦合到输入信号节点和第一与第二信号路径(至少一个)；第五信号路径进一步包括产生第六电流的第六电流源；第九晶体管导通第六电流部分；第三补偿信号由第六电流的大小决定；第五信号路径进一步包括一个第五电阻，在输入信号节点和第一与第二信号路径(至少一个)之间耦合；第五电阻导通第六电流部分；第三补偿信号由第六电流的大小和第五电阻上的电压决定。
【文档编号】H03K5/22GK103618522SQ201310607742
【公开日】2014年3月5日 申请日期:2013年11月26日 优先权日:2013年11月26日
【发明者】不公告发明人 申请人:苏州贝克微电子有限公司