专利名称：电磁应答器的耦合因子的电阻估计的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及电子系统，更具体地说，涉及使用电磁应答器(即，可以由读取和 /或写入终端无接触且无线地询问的应答器)的系统。
背景技术：
很多通信系统基于终端所产生的电磁场的调制。它们的范围从最简单的用作防窃 设备的电子标签到其中用于与终端进行通信的应答器(应答器处于该终端的场中)配备有 计算功能(例如电子钱包)或数据处理功能的更复杂的系统。电磁应答器系统基于在应答器侧和在终端侧使用包括形成天线的绕组的振荡电 路。这类电路旨在当应答器进入终端的场时通过近磁场耦合。终端和应答器的振荡电路通 常被调谐到与终端的振荡电路的激励频率对应的同一频率。在多数情况下，应答器没有自主电源，而从终端的天线所辐射出的高频场中提取 它们的电路所需的电源。通信质量以及可能的功率传递的质量取决于终端与应答器之间的耦合。与终端和 应答器之间的距离成反比(非线性)的这种耦合调节应答器所恢复的电压的幅度。因此， 需要能够估计在应答器所在的终端的场中应答器与终端之间的电流耦合因子。
发明内容
期望能够估计应答器与终端之间的耦合因子。还期望能够估计在通信期间该耦合因子的变化。还期望能够在无需在终端与应答器之间执行数据交换的情况下估计耦合因子。还期望能够在应答器侧执行这种估计。还期望提供一种独立于终端(应答器在该终端的场中)类型的解决方案。为了实现这些目的中的全部或一部分以及其它目的，本发明提供一种用于估计电 磁应答器与终端之间的电流耦合因子的方法，其中，将表示所述应答器的振荡电路两端的 电压的数据与针对电阻负载的两个值获得的数据之间的比率与一个或多个阈值进行比较。根据
具体实施例方式针对所述电阻负载的第一值，测量并存储与振荡电路两端的由整流器提供的直流 电压的电平相关的第一数据；以及针对所述电阻负载的第二值，测量并存储与所述直流电压的电平相关的第二数 据。根据本发明的实施例，所述估计以所述电阻负载的两个值中的一个值提供电流耦 合因子相对于最佳耦合位置的位置。根据本发明的实施例，所述阈值是所述电阻负载的值的函数。根据本发明的实施例，通过改变应答器所包括的处理电路的消耗，获得第一值与 第二值之间的电阻负载的变化。
根据本发明的实施例，通过切换应答器所包括的电阻逆向调制元件，获得第一值 与第二值之间的电阻负载的变化。本发明还提供一种基于对耦合的估计来保护电磁应答器以免可能的过热的方法， 其中，如果电流耦合与最佳耦合之间的比率在两个阈值之间，则使振荡电路失谐。本发明还提供一种电磁应答器，包括振荡电路，其在整流电路的上游，所述整流电路能够当应答器位于终端的磁场中 时提供直流电压；以及至少一个处理单元，其被编程为实现估计或保护方法。根据本发明的实施例，所述应答器还包括至少一个可切换电阻元件，能够功能性 地并联连接在所述振荡电路上。根据本发明的实施例，所述可切换电阻元件连接到所述整流电路的输出端子。将结合附图在以下对特定实施例的非限定性描述中详细讨论本发明的前述目的、 特征和优点。
图1是作为示例的、本发明适用的类型的应答器系统的非常简化的表示；图2是电磁应答器通信系统的终端和应答器的简化框图；图3示出在应答器的振荡电路两端的电压根据耦合因子而变化的示例；图4是示出用于估计耦合因子的方法的实施例的功能框图；以及图5是应答器的实施例的框图，该应答器能够估计其与终端的耦合因子。
具体实施例方式在不同附图中，以相同标号来表示相同元件。为了简明，仅示出和描述对于理解本 发明有用的那些步骤和元件。特别地，没有详述应答器与终端之间的通信，本发明与任何通 常的通信兼容。此外，除了由应答器确定耦合因子之外可以由终端或该应答器实现的其它 功能也没有详述，本文中本发明还与终端或应答器的任何通常的功能兼容。图1是电磁应答器通信系统的框图。终端1 (TERMINAL)能够在近场(例如，根据 近场通信协议NFC)中与远距元件(即应答器(TRANS))进行通信。终端可以采用不同的形式，例如，交通票据验证终端、电子护照读取器、膝上型计 算机、移动通信设备(GSM电话、PDA等)、用于启动机动车辆的电子控制单元等。应答器可以类似地采用不同的形式，例如，芯片卡、电子交通票据、电子护照、通信 终端(GSM电话、PDA等)、电子标签等。图2非常示意性地示出终端1和应答器2的示例。终端1包括振荡电路，通常为串联，由电感Ll与电容器Cl、电阻器Rl串联形成。 在图2的示例中，这个串联振荡电路连接在放大器或天线耦合器14的输出端子12与处于 基准电压(通常为地)的端子13之间。例如，用于测量振荡电路中电流的元件15插入在 电容元件Cl与地13之间。测量元件15属于相位调节环，其在下文中进行描述。放大器14 接收源自调制器16(M0D)的高频传输信号，调制器16例如从石英振荡器(未示出)接收基 准频率(信号0SC)。调制器16根据需要接收源自用于控制和利用传输的电路11的信号Tx。电路11通常设置有控制和数据处理微处理器，，与不同的输入/输出电路(键盘、显示 器、与服务器交换的元件等)和/或处理电路(未示出)进行通信。终端1的元件一般从 连接到例如电力线分布系统(输电干线)或电池(例如，机动车辆或便携式电话或计算机 的电池)的电源电路(未示出)抽取它们的操作所需的功率。调制器16将高频载波(例 如，处于13. 56MHz)提供给串联的振荡电路L1-C1，该串联的振荡电路Ll-Cl产生磁场。例如，电容元件Cl是可受信号CTRL控制的可变电容元件。该元件参与天线Ll中 的电流Il相对于基准信号的相位调节。该调节是高频信号(即与在没有待发送数据Tx的 情况下提供给放大器14的信号对应的载波的信号)调节。该调节通过改变终端的振荡电 路的电容Cl来执行，以使天线中的电流保持与基准信号的恒定相位关系。该基准信号例如 对应于提供给调制器14的信号0SC。信号CTRL源自电路17 (COMP)，电路17具有检测相对 于基准信号的相位间隔并且相应地修改元件Cl的电容的功能。比较器接收关于由测量元 件15 (例如强度变换器或电阻器)检测出的振荡电路中的电流Il的数据MES。能够与终端1协作的应答器2包括振荡电路，该振荡电路例如为并联，由两个端子 21和22之间的电感L2与电容器C2并联形成。并联振荡电路(称为接收模式谐振电路) 旨在捕获由终端1的振荡电路Ll-Cl产生的磁场。电路L2-C2和Ll-Cl调谐到相同谐振频 率(例如13. 56MHz)。端子21和22连接到整流桥23 (通常是全波整流桥)的两个交流输 入端子。桥23的整流输出端子分别限定正端子24和基准端子25。电容器Ca连接在端子 24与25之间，以对整流后的电压进行平滑。所恢复的功率用于对电池(未示出)再充电。当应答器2处于终端1的场中时，在谐振电路L2-C2的两端产生高频电压。该电 压经过桥23整流并且经电容器Ca平滑，经由电压调节器26 (REG)为应答器的电子电路提 供电源电压。这类电路通常包括与存储器(未示出)关联的处理单元27 (例如微控制器 μ C)、可能已经从终端1接收到的信号的解调器28 (DEM)、以及用于将数据发送到终端的调 制器29 (MOD)。应答器通常通过由块20从在整流之前自端子21和22之一恢复的高频信号 提取的时钟(CLK)而同步。一般而言，应答器2的所有电子电路集成在同一芯片中。为了将数据从终端1发送到应答器，电路16根据信号Tx调制(通常以幅度调制) 载波(信号0SC)。在应答器2—侧，这些数据由解调器28基于电压Vca解调。解调器可以 在整流桥的上游对将要解调的信号进行采样。为了将数据从应答器2发送到终端1，调制器29控制将应答器电路所形成的负载 调制(逆向调制)到由终端产生的磁场上的级30。该级30通常由在端子24与25之间串 联的电子开关K30(例如晶体管)以及电阻器R30(或电容器)形成。以所谓的子载波频率 (例如847. 5kHz)控制开关K30，该子载波频率远低于(通常，比率为至少10)终端1的振 荡电路的激励信号的频率。当开关K30接通时，应答器的振荡电路相对于电路20、26、27、28 和29所形成的负载受到额外阻尼，从而应答器对来自高频磁场的更多功率进行采样。在终 端1这一侧，放大器14将高频激励信号的幅度保持恒定。相应地，应答器的功率变化转变 为天线Ll中电流的幅度和相位变化。这种变化由终端的幅度或相位解调器检测出。在图2 所示的实施例中，比较器17询问相位解调器，该相位解调器也用于对源自应答器的信号进 行解调。相应地，比较器17对送回给电路11的信号Rx提供从应答器接收的数据的可能的 逆向调制。可以设置其它解调电路，例如利用电容器Cl两端电压的测量值的电路。应答器与终端之间的编码/解码以及调制/解调通信存在很多变型。
相位调节环的响应时间足够长，足以避免干扰来自应答器的可能的逆向调制，并 且该响应时间与应答器在终端的场中穿过的速度相比足够短。本领域技术人员能够知道关 于调制频率的静态调节(例如，用于将数据从应答器发送到终端的847. 5kHz逆向调制频率 以及远程电源载波的13. 56MHz频率)。在文献EP-A-0857981中描述了相位调节终端的示例。在终端侧调节相位，这使得能够利用应答器的振荡电路中的电流和电压测量值， 以从这些测量值中推导出当应答器处于终端的场中时与应答器耦合有关的信息。终端的振 荡电路与应答器的振荡电路之间的耦合系数基本上取决于应答器与终端间隔的距离。耦合 系数(以k表示)总是在0至1之间。该耦合系数可以由以下公式定义
, M,(公式υ其中，M表示终端的振荡电路的电感Ll与应答器的振荡电路的电感L2之间的互感。将应答器的振荡电路两端的电压Nc2最大的位置定义为最佳耦合。该最佳耦合表 示为k。pt，可以表示如下‘=#1，(公式2)其中，R2表示与应答器的元件在其自身的振荡电路上所形成的负载等效的电阻。 换句话说，电阻器R2表示应答器2中与电容器C2和电感L2并联的所有电路(在整流桥之 前或之后)的等效电阻。由于应答器电路引起的电导将被称为“电阻负载”。该负载的水 平由并联在振荡电路两端的电阻器R2表示。在以上公式2中，已经忽略了电感Ll (终端天 线)的串联电阻。也可以认为，为了简化，该串联电阻的值包含在电阻器Rl的值中。图3示出根据关于最佳耦合而被归一化的耦合k/k。pt在应答器侧恢复的电压Vc2 的形状的示例。曲线开始于零耦合的坐标原点(零电压)。这对应于使得应答器没有感测 到信号的、应答器距终端的距离。对于最佳耦合系数k。pt(k/k。pt = 1)，电压\2达到最大值 VC2。pt，然后下降至耦合k= 1是到达的中间值VC2(1)。如图3所示，电压Vc2经过关于与比率
■k/k。pt 和k/k。pt = J对应的耦合值的两个拐点，对于比率k/k。pt 和k/k。pt =VI ’ 电压vC2取值Ve2。pt.#。为了使应答器估计其与终端的耦合，利用其振荡电路的电容元件C2两端的电压 Vc2的信息。该电压通过以下关系式提供
υ12VC2 =——，(公式 3)
(0.L2其中，12表示应答器的振荡电路中的电流，并且，其中ω表示信号的相位。电流12等于Ι2 = Μ·ζ:Ι1,(公式 4)其中，11表示终端的振荡电路中的电流，并且，其中Ζ2表示应答器阻抗。应答器的阻抗Ζ2由以下关系式提供
6
，(公式5)其中，X2表示振荡电路的阻抗的虚部(X2 = Q-L2-一·)。
co-C2此外，终端的振荡电路中的电流Il由以下关系式给出
公式 6)
其中，Vg指所谓的发生器电压，激励终端的振荡电路，并且，其中Zlapp表示振荡电 路的表观阻抗。调节终端的振荡电路的相位使得对于要关于调制频率静态地修改由应答器形成 的负载的虚部的所有变化都能够由相位调节环补偿。因此，确保在静态操作中阻抗Zlapp的 虚部为零。相应地，阻抗Zlapp变为等于表观电阻Rlapp (阻抗的实部)，并且可以表示为 由于振荡电路经过调谐，因此可以认为，作为第一近似，阻抗Z2的虚部X2接近于
零。结果，阻抗Z2的值可以写为 T 2
公式8)。通过将这种简化代入公式4和7，并且将公式4代入公式3，则关于在应答器的振 荡电路两端恢复的电压V。2，可以获得以下公式
在最佳耦合位置k。pt，因此通过以下公式(结合公式2和9)提供最大电压VC2。pt 应注意，仅当应答器的振荡电路L2-C2认为是被设置为调谐频率(即
= 时可应用公式9。通过结合公式9和10，并且通过如利用最佳耦合(k/k。pt)所归一化地那样表示耦 合，获得电压Vc2的以下表达式 对于给定的耦合值k，考虑终端的振荡电路的阻抗不变化，并且电路保持为调谐 的，则电流系数k与最佳系数k。pt]K2(l和k。pt]K21 (分别对于值为R20和值为R21的电阻器R2) 之间的比率根据公式2提供以下表达式
(公式 12)。 仍然对于给定的耦合值k，并考虑终端的振荡电路的阻抗不变化，并且电路保持为 调谐的，则电压的值VC2]K21与VC2]K2(1 (分别对于电阻器R2的值R21和R20)之间的比率具 有以下关系式 公式13示出如果将电阻器R2的值从第一值R20增加到更大的第二值R21 (其等 同于减少应答器电路在振荡电路L2-C2上的负载)，则电压Ve2]K21将大于电压Ve2]K2(1。提出利用该特征估计在第一电阻值R20的情况下估计耦合k相对于其最佳值k。pt] R20的位置。实际上，对于与电阻器R20情况下的最佳耦合对应的耦合位置1 。ρΛ2(1，电压Vc2to 等于V。2。pt]K2(1，公式12使得能够写为 提出基于电阻值R21和R20已知的电压VC2]K21与VC2]K2(1之间的比率“r”，使用这些 关系式以确定相对于最佳耦合k。pt]K2。的应答器位置。
如果VC2]R2G 1 + (R20](公式15)，则电流耦合k小于最佳耦合k。pt]K20t;
反之，如果Ve2p^ 1 +
(公式16)，则电流耦合k大于最佳耦合k。pt]K2(l。
、R21,'
如果这两个值相等，则这说明已经达到最佳耦合。
实际上，并非直接测量在应答器的振荡电路两端的电压，而是测量整流桥23的输
出处的电容器两端的平滑后的电压VCa。电压Vca与电压Vc2成比例。由于对电压比率进行 估计，因此无需获知电压\2与Vca之间的比例因子。在特定实施例中，由微处理器执行测 量。由模拟手段或优选地通过数字方式以若干比特来执行所测得的电压的值的存储，比特 的数量取决于期望的解析精度。对电流耦合位置k相对于其最佳值的估计可以通过估计相对于图3曲线的拐点的 位置而得以细化。实际上，对于k/k。pt =1/力和=V^的耦合位置，公式13使得能够写 为
图4示出这样的实施例的实现方式。为了简化图4的讨论，仍然参照值Vc2to和 VC2]E21,已知实际上更容易测量电压Vca的值VCa]K2(1和V⑸K21，但这不改变比率r的比较阈值。开始于在电阻器R2的第一值R20的情况下测量并且存储电容器C2两端的电压 (块41，MES V咖0)。然后，(块42，R20- > R21)，将电阻元件的值修改为更大的值。然后(块43，VC2]E21)，在电阻值R21的情况下测量电压Vc2，存储该电压VC2。然后，计算并存储所测得的电压之间的比率r (块44，r =)，以与不同阈值
VC2]R20
进行比较，使得能够确定耦合相对于最佳耦合以及k/k。pt 和
的特征点的位
置。作为变型，对每一后续比较计算比率r。例如，开始于将比率r与对应于点
的阈值进行比较(块45， 3|〔R20))。如果r小于或等于该阈值(块45输出Y)，则处
理电路27提供电流耦合大于或等于的最佳耦合k。pt]K2(l乘以々的信 如果r大于第一阈值(块45输出N)，则测试其是否小于或等于与最佳耦合k。pt]K2(l
对应的第二阈值
如果r小于或等于与最佳耦合k。pt]K2(l对应的第二
阈值(块46输出Y)，则电流耦合在最佳耦合与该最佳耦合与V^的乘积之间的范围内 如果r并非小于或等于与最佳耦合k。pt]K2(l对应的第二阈值(块46输出N)，则测试 4
r是否小于或等于与点
对应的第三阈值(块47/<1|3 f R20))。如果r小
于或等于与点^双^^^/^对应的第三阈值(块47输出Y)，则电流耦合在最佳耦合与该
最佳耦合除以力的商之间的范围内(
如果r并非小于或等于 与点k/k。pt]R2()=l/VJ对应的第三阈值(块47输出N)，则电流耦合小于最佳耦合除以^ (块 54，k<^p)。 —旦在值R21的情况下执行了以上测量，返回到被看作是标称的值R20。优选地， 执行完测量就返回标称值(在步骤44之前)。然而，这也可以设置为在处理中较晚进行，例如在估计结束时进行。因此，利用在应答器振荡电路的两个电阻值的情况下的两次电压测量，可以使得 所述应答器相对于最佳耦合确定与终端的电流耦合。也可以通过减小电阻器R2的值来执行估计。然而，将确保该值足以将电压Vc2保 持为足够的值V。2]K21，以确保应答器电路的供电。图5是应答器2的实施例的框图，该应答器2被配备成当其处于终端(未示出)的 场中时自动确定相对于最佳耦合的电流耦合。图5的表示相对于图2的表示进行了简化。 特别地，未示出解调、逆向调制以及用于获得时钟频率的元件。 如前所述，应答器2基于并联振荡电路L2-C2，该并联振荡电路L2-C2的端子21和 22连接到整流桥23的输入端子。可切换电阻电路40被设置在整流桥23的端子24与25 之间。例如，并联连接两个电阻器R43和R45，这两个电阻器R43和R45分别与开关K43、K45 串联。开关Κ43和Κ45(例如MOS晶体管)旨在被进行开关以实现用于确定耦合位置的方 法。处理单元27 (PU)接收关于输入MES上电压Vca的信息，以实现上述方法。在图5的示 例中，在两个电阻器R43和R45功能性地连接，电阻器R2 (应答器电路的负载)代表值R20。 断开所述电阻器之一(例如电阻器R43)使得电阻R2朝向值R21增加。根据所实现的该方 法的变型可以设置其它连接和开关。例如，考虑到电阻器R2的两个值之一对应于其它应答 器电路的电阻负载，可以使用单个可切换电阻器。根据优选实施例，可切换电阻器对应于用于电阻逆向调制的电阻器。通过切换逆 向调制电阻器以使其在电路中起作用来执行第一测量(在图2的示例中开关Κ30处于接通 状态)。测量电压VC2]K2(1。然后，开关K30断开，测量电压^2]1；21。因而，所述方法的实现无需 对配备有微控制器的应答器进行结构修改。对该微控制器编程以进行开关以及逆向调制电 阻器是足够的。用于确定相对于最佳耦合的位置的阈值仅取决于值R20和R21，值R20和R21对于 给定的应答器是已知的。相应地，应答器不一定需要高级微处理器型计算装置，而是可以简 单地测量电压，计算比率，并且将其与例如通过电阻划分桥(resistive dividing bridge) 所产生的模拟阈值进行比较。根据另一示例，阈值被预先计算并且存储在应答器的非易失 性存储器中。作为变型，通过应答器电路(通常为处理单元27)的消耗变化使得等效电阻R2增 加或减小。例如，为了减小电阻器R2的值(增加消耗)，触发由单元27执行的计算或处理。 也可以通过因某些计算的中断而产生的单元27消耗的减小来使得等效电阻R2增加。从得 知将由单元27执行的不同任务的消耗(这通常在设计应答器时进行估计，或者可以在与任 何终端的训练阶段中获得)时即获知电阻R2的变化。估计电流耦合所需的计算足够简单，足以使其执行时间相对于应答器在终端前面 的位移速度(进而耦合系数的变化速度)是可忽略的。所描述的实施例还可应用的情况是 应答器保持位于终端的接收表面上，其中，耦合在整个通信期间不变化。获知相对于最佳耦合的电流耦合系数可以具有若干应用。例如，该信息可以用于检测应答器过热的风险。实际上，当耦合接近于最佳耦合 时，应答器所恢复的功率最大。于是可以通过使振荡电路失谐(例如通过设置可切换电容 元件以使得振荡电路L2-C2失谐)来避免可能的过热。如果比率k/k。pt在最佳耦合位置附近的两个阈值之间的范围内，则设置使得振荡电路失谐。当耦合系数k在k。pt/V^与k。pt · V3 之间的范围内时，例如可以选择失谐。根据应用的另一示例，获知相对于最佳耦合的耦合位置使得能够在与终端的通信 中优化功率管理。因此能够根据可用的功率来选择应答器的处理单元所执行的功能。可以在通信期间周期性地估计耦合。唯一需要进行预防的是不要在应答器的逆向 调制期间估计耦合。例如，应答器所恢复的功率足以用于微处理器27操作时就执行第一估 计。从而，在通信期间执行周期性的测量。根据又一示例，电流耦合相对于最佳耦合的位置被发送到终端，从而终端使得通 信(终端发送到应答器的请求)适于应答器可利用的功率，应答器调节其计算能力。应注意，耦合的确定部需要建立与终端的通信。此外，最佳耦合值随终端不同而变化。相对于最佳耦合估计电流耦合(例如如上 所述)使得能够不再依赖于给定终端的特性，并且进行独立于终端的估计。因此，配备有本 发明的耦合估计装置的应答器可以与任何现有终端一起操作。以上已经描述了具有不同变型的各种实施例。应注意，本领域技术人员在不付出 创造性劳动的情况下可以组合这些各种实施例以及变型的各个元素。这些替换、修改以及改进方式旨在作为本公开的一部分，并且旨在包括在本发明 的精神和范围内。相应地，前面的描述仅是示例性的，而非意在进行限制。本发明的范围仅 由所附权利要求及其等同内容所限定。
权利要求
一种用于估计电磁应答器(2)与终端(1)之间的电流耦合因子(k)的方法，其中，将表示所述应答器的振荡电路(L2，C2)两端的电压的数据与针对电阻负载(R2)的两个值(R20，R21)获得的数据之间的比率(r)与一个或多个阈值进行比较。
2.如权利要求1所述的方法，其中针对所述电阻负载(R2)的第一值(R20)，测量并存储与所述振荡电路(L2，C2)两端的 由整流器(23)提供的直流电压(Vca)的电平相关的第一数据；以及针对所述电阻负载的第二值(R21)，测量并存储与所述直流电压的电平相关的第二数据。
3.如权利要求1所述的方法，其中，所述估计以所述电阻负载(R2)的所述两个值中的 一个值(R20)提供电流耦合因子(k)相对于最佳耦合位置(k。pt]K2CI)的位置。
4.如权利要求1所述的方法，其中，所述阈值是所述电阻负载(R2)的值(R20，R21)的 函数。
5.如权利要求1所述的方法，其中，通过改变所述应答器所包括的处理电路(27)的消 耗，获得第一值与第二值(R20，R21)之间的电阻负载(R2)的变化。
6.如权利要求1所述的方法，其中，通过切换所述应答器(2)所包括的电阻逆向调制元 件(30)，获得第一值与第二值(R20，R21)之间的电阻负载(R2)的变化。
7.一种用于基于根据权利要求1所述的对耦合的估计来保护电磁应答器以免可能的 过热的方法，其中，如果电流耦合(k)与最佳耦合(k。pt]K2CI)之间的比率(r)在两个阈值之 间，则使振荡电路(L2-C2)失谐。
8.一种电磁应答器，包括振荡电路(L2，C2)，其在整流电路(23)的上游，所述整流电路(23)能够当应答器位于 终端⑴的磁场中时提供直流电压(Vca)；以及至少一个处理单元(27)，其被编程为实现如权利要求1所述的方法。
9.如权利要求8所述的应答器，还包括至少一个可切换电阻元件(30，40)，能够功能 性地并联连接在所述振荡电路上。
10.如权利要求9所述的应答器，其中，所述可切换电阻元件(40)连接到所述整流电路 (23)的输出端子。
全文摘要
一种用于估计电磁应答器与终端之间的电流耦合因子的方法，其中，将表示所述应答器的振荡电路两端的电压的数据与针对电阻负载的两个值获得的数据之间的比率与一个或多个阈值进行比较。
文档编号G01R29/00GK101930034SQ20101020376
公开日2010年12月29日 申请日期2010年6月17日 优先权日2009年6月19日
发明者路克·伍达克 申请人:意法半导体(鲁塞)公司