专利名称：一种gnss接收机的载波跟踪方法及载波跟踪环路的制作方法
技术领域：
本发明属于GNSS信号处理技术领域，尤其涉及一种GNSS接收机的载波跟踪方法及载波跟踪环路。
背景技术：
GNSS(Global Navigation Satellite System，全球导航卫星系统)接收机可应用于美国的GPS (Global Positioning System，全球定位系统)、俄罗斯的GL0NASS (格洛纳斯系统)、中国的Compass (北斗系统)和欧盟的Galileo (伽利略定位系统)。GNSS接收机是接收卫星信号的设备，其主要功能是接收卫星信号，以获得必要的导航和定位信息及观测量，并经过简单的数据处理实现实时导航和定位。GNSS接收机捕获到卫星发射的信号后，得到卫星的载波频率和扩频码，进而可以解调出导航数据电文用于完成用户的定位。但是，GNSS接收机在捕获过程中只能得到载波频率和扩频码码相位的大概值，所以在完成捕获之后要进入跟踪环路，进一步确定载波频率和扩频码的码相位，同时跟踪已经确定的载波频率和扩频码的码相位。现有的载波跟踪技术主要包括两种一、利用三组载波数控振荡器NCO进行频偏估计(如图1所示)，三组载波NCO产生的本地载波的频率分别为中心频率fs、fs"10Hz和 fs+10Hz，分别利用各个本地载波对经过接收机前端处理的中频信号进行解调，获得三个基带信号，之后分别对三个基带信号在20ms内进行相干积分和10次非相干累加，计算左频移的增益和右频移的增益之间的差值，并将该差值作为鉴频信号送入环路滤波器，环路滤波器产生的频偏置数传输至三组载波NCO中，完成频率跟踪；二、基于快速傅里叶变换实现频偏估计(如图2所示)，利用载波NCO产生的本地载波对经过接收机前端处理的中频信号进行解调，获得基带信号，对基带信号以20ms为周期进行快速傅里叶变换，获得的频域信号， 对频域信号进行10次非相干累加，之后找出最大频点，并将位于该最大频点左右两侧频点的增益相减，将两增益之间的差值输入环路滤波器，环路滤波器基于该差值输出频偏置数， 并传输至载波NCO中，完成频率跟踪。但是，上述的两种频率跟踪技术存在如下缺点第一种频率跟踪技术的实现，要依赖于三组载波NC0，这使得数字电路规模急剧增大，电路结构复杂；第二种频率跟踪技术中，要对基带信号进行快速傅里叶变换，需要引入额外的运算模块，增大了电路规模，而且由于快速傅里叶变换的运算量很大，因此必须使用高性能的器件才能完成大量运算，进一步增大了系统成本。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种GNSS接收机的载波跟踪方法及载波跟踪环路，解决现有技术中存在的电路规模大、电路结构复杂、对器件性能要求高的问题。为实现上述目的，本发明提供如下技术方案一种GNSS接收机的载波跟踪方法，包括
利用相位相差90°的两个本地中频载波对接收到的中频信号进行解调，获得两个基带信号I和Q ；利用本地扩频码分别对两个基带信号I和Q进行解扩处理，获得两个解扩后的基带信号Il和Q1，并存储；将所述两个解扩后的基带信号Il和Ql分别与码计数进行乘法运算，获得两个运算结果12和Q2，并存储；计算解扩后的基带信号Il和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号12和运算结果Ql的乘积之间的差值；根据所述差值确定频偏置数，利用所述频偏置数调整所述两个本地中频载波的频率。一种GNSS接收机的载波跟踪环路，包括解调单元、解扩单元、第一运算单元、累加器、第二运算单元和环路滤波器；所述解调单元中的中频载波NCO产生两个相位相差90°的本地中频载波，利用所述两个相位相差90°的本地中频载波对接收到的中频信号进行调制，获得两个基带信号I 和Q，并输出至所述解扩单元；所述解扩单元中的码NCO产生本地扩频码和码计数，利用所述本地扩频码分别对所述两个基带信号I和Q进行解扩，剥离所述基带信号中的扩频码，获得两个解扩后的基带信号Il和Q1，并输出所述两个解扩后的基带信号Il和Ql至所述累加器和所述第一运算单元，同时输出所述码计数至所述第一运算单元；所述第一运算单元用于分别计算所述两个解扩后的基带信号Il和Ql与所述码计数的乘积，并将两个计算结果12和Q2输出至所述累加器；所述累加器用于暂存所述两个解扩后的基带信号Il和Ql、以及所述两个计算结果12和Q2，当满足触发条件后输出至所述第二运算单元，并进行清零；所述第二运算单元用于确定解扩后的基带信号Il和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号12和运算结果Ql的乘积之间的差值；所述环路滤波器根据所述差值确定频偏置数，并传输至所述中频载波NCO ；所述中频载波NCO利用所述频偏置数调整所述两个本地中频载波的频率。由此可见，本发明的有益效果为在本发明上述公开的GNSS接收机的载波跟踪方法和载波跟踪环路中，仅使用一组中频载波，减小了电路规模、简化了电路结构，并且在载波跟踪过程中只涉及到乘法运算和加法运算，而不需要进行快速傅里叶变换这样运算量很大的运算，因此基于基本的乘法器和加法器就可以完成载波跟踪，降低了系统成本。
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图1为现有的一种载波跟踪技术的结构示意图；图2为现有的另一种载波跟踪技术的结构示意图3为本发明公开的一种微分累加器的结构示意图；图4为本发明公开的一种GNSS接收机的载波跟踪方法的流程图；图5为本发明公开的另一种GNSS接收机的载波跟踪方法的流程图；图6为本发明公开的一种GNSS接收机的载波跟踪环路的结构示意图；图7为本发明公开的另一种GNSS接收机的载波跟踪环路的结构示意图；图8为利用本发明公开的载波跟踪环路跟踪灵敏度为_162dBm、频率变化率为 lHz/s、最大频偏为20Hz的载波的效果图。
具体实施例方式为了引用和清楚起见，下文中使用的技术名词的说明、简写或缩写总结如下GNSS =Global Navigation Satellite System，全球导航卫星系统；GPS =Global Positioning System，全球定位系统；GL0NASS 格洛纳斯系统；Compass 北斗系统；Galileo 伽利略定位系统；NCO 数控振荡器；PSK :phase shift keying，相移键控；BPSK =Binary Phase Shift Keying，移相键控；FPGA Field-Programmable Gate Array，现场可编辑门阵列；ASIC Application Specific Integrated Circuit，为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。GNSS接收机结构，尤其是高灵敏度载波跟踪结构来源于PSK频偏估计的最大似然函数。由于GNSS接收机的特性决定了在特定观测时刻，接收机只能获取卫星发射信号的中心频率、扩频码相位及速率、调制数据的码速率，因此所使用的最大似然函数基本遵循未知调制数据内容的最大似然函数。当接收机射频前端完成下变频功能后，输入至基带的采样信号为一个带有残余频差的中频载波信号，其信号内包含了数字调制(例如GPS Ll中的BPSK调制)的扩频信号
与导航电文信号。其复信号表达式如下所示
r[n]=T2^DnCneJ(2;rnAfr-h+ej + AWGN( 1 )其中，P。表示输入载波的功率，Dn表示η时刻的调制数据，其值为士 1，Cn表示η时刻的扩频码，其值为士 l，T。。h为相干积分时间，θ C为载波起始相位，AWGN为加性高斯白噪声。在AWGN信道中，频偏的条件概率密度函数为P(r|Af,0c) = Coe
-(1/2σ2)Ζ
2其中，C0为常数。当最大似然估计在一个数据调制码周期(如GPS的20ms)内完成时，可以将载波及扩频调制剥离，则式(1)可以简化为
j(2^nAfTcoh+0c
+ AWGN
r[n]=V2^e则式O)中Z可以表示为z=XnN:>[n]-rml[n]|2
(3)
Σ二料你
j(2ffnAfTcoh+0c
(4)其中，ι·ω1假定为本地估计波形c定义
Y=Z 二 r[n]e-J(2—U)则式(4)可以表示为
N-Ii η=θΙ
2V^Re(Ye-他)二2Ρ
(5)
(6)在式(6)中，由于Z的变化范围只和函数第二项有关，其余两项均为常值，可以使用C1来表示这两项，因此
Z=C1-2^ I Y|cos(0c-argY)
(V)将式(7)代入式⑵，并将θ。取平均，即可获得
P(r|Af)=C2I0(^^)
(8)
σ其中，Ι( ·)为零阶修正贝塞尔函数，即
I0(X)=丢[ 一如
2π根据零阶修正贝塞尔函数的单调性，使式(8)的右边项获得最大值等同于使下式
获得最大值
(9)
λ(ΔΓ)=|Υ|=Σ 二 r[n]e
,-](2πΔβιΤεο1ι)
(10)式(10)即为频偏估计的最大似然函数。将最大似然函数λ (Af)取模平方运算，可以注意到复数模的平方等于复数本身乘以其共轭，则
权利要求
1.一种GNSS接收机的载波跟踪方法，其特征在于，包括利用相位相差90°的两个本地中频载波对接收到的中频信号进行解调，获得两个基带信号I和Q ；利用本地扩频码分别对两个基带信号I和Q进行解扩处理，获得两个解扩后的基带信号Il和Q1，并存储；将所述两个解扩后的基带信号Il和Ql分别与码计数进行乘法运算，获得两个运算结果12和Q2，并存储；计算解扩后的基带信号Il和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号12和运算结果 Ql的乘积之间的差值；根据所述差值确定频偏置数，利用所述频偏置数调整所述两个本地中频载波的频率。
2.根据权利要求1所述的载波跟踪方法，其特征在于，所述码计数由码数控振荡器中的计数器产生。
3.根据权利要求1或2所述的载波跟踪方法，其特征在于，在计算Il和Q2的乘积与 12和Ql的乘积之间的差值之后、将所述差值送入环路滤波器之前，还包括对所述差值进行多次非相干累加；相应的，根据进行了多次非相干累加的差值确定频偏置数，利用所述频偏置数对所述两个本地中频载波的频率进行调整。
4.一种GNSS接收机的载波跟踪环路，其特征在于，包括解调单元、解扩单元、第一运算单元、累加器、第二运算单元和环路滤波器；所述解调单元中的中频载波NCO数控振荡器产生两个相位相差90°的本地中频载波， 利用所述两个相位相差90°的本地中频载波对接收到的中频信号进行调制，获得两个基带信号I和Q，并输出至所述解扩单元；所述解扩单元中的码NCO产生本地扩频码和码计数，利用所述本地扩频码分别对所述两个基带信号I和Q进行解扩，剥离所述基带信号中的扩频码，获得两个解扩后的基带信号 Il和Q1，并输出所述两个解扩后的基带信号Il和Ql至所述累加器和所述第一运算单元， 同时输出所述码计数至所述第一运算单元；所述第一运算单元用于分别计算所述两个解扩后的基带信号Il和Ql与所述码计数的乘积，并将两个计算结果12和Q2输出至所述累加器；所述累加器用于暂存所述两个解扩后的基带信号Il和Q1、以及所述两个计算结果12 和Q2，当满足触发条件后输出至所述第二运算单元，并进行清零；所述第二运算单元用于确定解扩后的基带信号Il和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号12和运算结果Ql的乘积之间的差值；所述环路滤波器根据所述差值确定频偏置数，并传输至所述中频载波NCO ； 所述中频载波NCO利用所述频偏置数调整所述两个本地中频载波的频率。
5.根据权利要求4所述的载波跟踪环路，其特征在于，进一步包括设置于所述第二运算单元和所述环路滤波器之间的非相干累加单元，所述非相干累加单元用于对所述第二运算单元输出的差值进行多次非相干累加。
全文摘要
本发明公开了一种GNSS接收机的载波跟踪方法，利用相位相差90°的两个本地中频载波对接收到的中频信号进行解调；利用本地扩频码分别对两个基带信号I和Q进行解扩处理；将两个解扩后的基带信号I1和Q1分别与码计数进行乘法运算，获得两个运算结果I2和Q2；计算解扩后的基带信号I1和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号I2和运算结果Q1的乘积之间的差值；根据该差值确定频偏置数，利用该频偏置数调整两个本地中频载波的频率。本发明公开的载波跟踪方法，仅使用一组中频载波，减小了电路规模、简化了电路结构，并且在载波跟踪过程中只涉及到乘法运算和加法运算，因此由基本的乘法器和加法器就可以完成载波跟踪，降低了系统成本。
文档编号G01S19/29GK102262233SQ20111019945
公开日2011年11月30日 申请日期2011年7月15日 优先权日2011年7月15日
发明者王雪 申请人:王雪