相对于第一测量点和第二测量点来测量电流的设备的制作方法

本实用新型涉及电流测量技术，特别是涉及一种相对于第一测量点和第二测量点来测量电流的设备。

背景技术：

能够在大的动态范围内变化并散热不畅的情况下准确地测量电流不是一个容易的事情。

在使用电能的时候，总是需要计量使用的电能，或者基于单位时间(比如，功率)，或者基于一个特定的时间段(比如，一个月的用电量)。对于居民用电，电表是一个常用的装置，电力公司会根据使用的电量来收费。

根据最基本的原理，瞬时功率是载荷电压和电流的乘积。功率对时间区域的积分就得到该时间段的总能耗。

载荷电流的测量设备是计量电能耗中非常重要的仪器。

纵览当前的电流测量技术和众多电流测量设备，大体可以分为以下两类：

直接测量，通过测量感应电阻(该电阻也称为电阻分流器)两端的电压来测量电流；

间接测量，通过估算电线中的电流在周围产生的磁场来测量电流。

在电流测量仪器中，测量直流电流的和测量交流电流的区别很大，而且在不同的频率区间做精确测量的仪器也很不相同。能够准确测量大电流的电流计也与测量微小电流的电流计差异很大。

工业，商业和居民使用的典型的电流计通常可以测量交流电流。比较重要的物理量是峰值电流或者电流的方均根，在一个以上周期内的平均值。而交流电流的直流成分通常认为是零。这类仪器被广泛的用于计量电能消耗，而核心的感应器件的制作要求非常严格，以满足测量大电流的需要。低于测量精度的小电流会被忽略掉，因为他们只占总能量的非常小一部分。换言之，当用大电流来计算总能耗的时候，人们不在乎小电流产生的误差。

对直流源，尤其是电池驱动的直流源的瞬时电流测量的需求也是很不一样的。直流供电设备有可能长时间工作在低功率状态，只在较少的时间范围内做到全负荷输出。在这样的系统中，电流测量仪器必须精确的测量大范围变化的电流，同时尽可能的保持一个小的直流偏移误差。在众多的电池直流供电系统中，检测电池的荷电状态也是必须的，它是通过持续不间断的测量电流并积分算出电量来获得的。

对电流传感器，总有一些相互抵触的限制，例如：

输出信号应该准确地表示测量电流。专业术语就是，测量电流和输出信号之间的灵敏度或者转换增益应该是精确和稳定的。

无电流通过的情况下，读数应该为零。专业术语就是，测量的系统偏移量为零。

输出信号应该是连续的，同时能够快速响应测量电流的变化。

电流测量设备应该对高频信号和电磁场不敏感。因为这样的电磁场在用电环境周围广泛存在，通常是由小型的电器设备产生的。这就要求电流测量设备使用所谓的射频干扰滤波器(RFI filter)，来防止干扰信号影响测量结果。

电流感应器件的功耗应该尽可能的小。

电流测量的电路能耗也应该尽量小。尤其对于减少能耗和剩余能耗估算方面，这一点变得越来越重要，也是电流测量系统的设计目标。在很多实际应用中，有大电流或者大能耗的情况下，电流测量设备使用被测电流来驱动是许可的。换言之，人们期望测量电流的电路功耗很低，这样对计量总功耗也不会产生明显的影响。

最常用的电流测量方法是让电流通过电阻(电流分流器)，然后测量电压差，这是根据欧姆定律的原理。基于这种方法的电流感应电路如图1所示。电流分流器2通过输入端1接入欲测量的电路。仪表放大器6测量电流分流器2上的电压降，然后输出(电压)在输出端10。电流分流器2上的测量点3采用开尔文四线检测原理，用来减小连接电路产生的误差。因为，感应电路中几乎没有电流，也就没有了电压降(电流×电阻)。射频干扰过滤器4用来减少来自周围环境的射频信号干扰。这部分电路有很多种，通常由电阻，电容，电感，以及半导体瞬态保护器组成。图1中的4是一个例子，还有很多其他的电路可以采用。

图1所示的仪表放大器电路6包含一个理想的放大器7。在已定义好的动态电流范围内和从直流到交流的频率范围内，理想放大器7具有如下特点：无穷大输入阻抗，零输出阻抗，线形增益，零偏移和漂移。图1还包括模拟的误差源5，8，9，可以使得效果更接近实际。模拟电压测量误差的电压源5与信号电路串联，用来模拟仪表放大器6输入端的不可预知的偏移误差。这些误差在图2中详细解释。

图2中，不同材料的原件13、14、15、17、18和20，通过焊接点16串联起来。例如开尔文连线13来自电流分流器2，电路板表面器件15是一个电阻器，集成电路引脚17，集成电路引脚和晶片的连接线18，晶片19和金属模具20。印刷电路板12的基底材料FR-4。假设如图中所示的温度梯度为21，一端温度高，另一端温度低。下面会讲到，由于材料的各项异性和不同材料的属性，实际温度分布比图2中的温度梯度更复杂。同样，本实用新型中的方法还会讨论由复杂温度梯度引起的测量误差和矫正。

图2中所示为电流分流器2和仪表放大器6(实际上为金属模具20的一部分)输入端之间的连接电路。图2下方为示意图。这些器件连在一起并且能传到热量，在端点13和20之间有温度梯度(如21所示)的情况下，每个器件还可能产生电压。这种误差电压可达毫伏量级。这种温度导致的电压误差会由温度梯度的存在而产生，并且会因为材料的的各向异性和不同材料的属性而增大。

图1中，误差源8模拟仪表放大器6的偏移误差，误差源9模拟仪表放大器6的噪声误差。

可以理解的是，电路利用差分信号，而设计者希望这样能够补偿由热耦合产生的误差，因为这样的误差广泛存在(以近乎相同的方式同时影响输入端的两条线)。但是输入端两条线路之间不相同的温度分布也会产生误差，而且这个误差不会因为两条线路信号相减而自动消除。

因为在差分信号前使用了误差源5，设计者在设计图1所示的系统时，为了避免麻烦，往往不会为仪表放大器6选择有超低电压源8的模块或者集成电路。

图1所示电路或者类似电路，通常用来测量最大10A的电流。电流测量系统的设计者通常会选择合适的分流电阻以获得100mV以上的电压降。这样的电压值可以超过上面所述的各种电压误差。根据给定的最大电流范围选择合适的分流电阻2，这样电压降也可以在一个设定的范围。这样，使用专门电路，分流电阻2上的热量散失会随最大电流而线形变化。

分流电阻2的尺寸选择要非常谨慎，因为它还需要有效的散热。基于这个原因，针对大电流，人们多会选择间接测量方法，即测量电流导线周围的电磁场。

基于霍尔效应的电流测量仪器通常能够测量几个安培及以上。当有持续的电流通过导体，在周围就会产生垂直电流的磁场，霍尔效应的仪器就可以得到一个电压信号。如果在正常散热能力以内，并且不考虑其他不规则的效应，基于霍尔效应的信号电压会随电流和电磁场线形变化。需要测量的电流会产生磁场并作用于测量的器件。

霍尔效应仪器对磁场的灵敏度取决于很多因素，比如感应器件的机械尺寸，材料的成分和均匀性，电极的附着，供电电流的稳定性和精度，磁芯的结构能否有效的聚集期望的磁场排除干扰磁场(地磁场只是干扰磁场的一部分)。

通常每个霍尔效应仪器都需要单独的调教来确保实际的灵敏度(这还依赖于电路的布局和磁路的元件)。

霍尔效应仪器本身的偏移量不是零。所以以前的设备中采用了很多自动归零技术。一种技术是使用交流电流代替直流电流通过感应器件。在这个技术中，不同的方案会使用不同的交流波形，例如正弦波性，方波或者更复杂的波形。霍尔效应感应器件输出的交流信号会被同步监测器进一步处理。

用霍尔效应仪器去测量交流电流的时候，通常需要平均或者过滤几个周期的交流信号。这意味着在激励信号和平均或滤波之后的检测信号之间会存在一个潜在的延迟。这个延迟不能自动减为零。

另外一个测量电磁场的潜在的困难(特别是为了感应霍尔效应，将直流电流转为交流电流)是当激励电压为零的时候，霍尔效应仪器对磁场彻底不敏感，因为在通过零电流的瞬间，它忽略了所有信号。

还有一种霍尔效应仪器使用了一个主动反馈回路，抵消作用在感应器件上的总磁场，用来减少感应器件上的非线性行为(在这种情况下，霍尔效应器件只需要表明磁场大于或者小于零，而不需要给出具体的数值)。磁场回路上的线圈会产生一个与电流产生的磁场相反的磁场。这个反向的线圈通常会有很多匝数(多达几千)，为了消除总磁场，只能减小输入的电流。驱动抵消线圈的侍服回路会需要一定时间来达到稳定状态和对微扰做出反应。

除了反应慢，使用主动反馈回路的霍尔效应仪器会消耗额外的能量来提供给反馈电路和线圈。这些会使得霍尔效应传感器不够理想，特别是不适合电池供电系统。

还有一些其他的技术也是通过测量导线周围的磁场来间接测量电流。这些基于所谓的磁阻效应(Magnetoresistance，MR)，包括衍生出的巨磁阻效应(Giant Magnetoresistance，GMR)和超大磁阻效应(Colossal Magnetoresistance，CMR)。这些仪器取决于感应材料的电阻随磁场的变化。

上面所分析的误差来源是霍尔效应仪器和磁阻效应仪器相比较电流分流器得出的。磁阻效应仪器的最明显缺点是零电流的偏移。

所以理想的电流测量技术应该是大小电流都能够保持高精度，并且能够连续测量，特别是针对直流电流。同时偏移误差能够消除，这样可以就准确地测量电量。另外元件产生较少的热量，并且能够减小延时具备快速响应和保险的能力，还要能够滤除射频噪声。

此外，期望的要求还包括，部分或者所有的结果能够较容易的获得，而且不需要额外的昂贵的半导体开关器件。

技术实现要素：

本实用新型提供一种相对于第一测量点和第二测量点来测量电流的设备，所述设备包括：第一仪表放大器，所述第一仪表放大器具有第一输入端和第二输入端，第一开关，其可控地连接所述第一仪表放大器的所述第一输入端和所述第一仪表放大器的所述第二输入端，第一阻抗装置，其将所述第一测量点和所述第二测量点连接到所述第一仪表放大器的所述第一输入端和所述第二输入端，第二仪表放大器，所述第二仪表放大器具有第一输入端和第二输入端，第二开关，其可控地连接所述第二仪表放大器的所述第一输入端和所述第二仪表放大器的所述第二输入端，以及第二阻抗装置，其将所述第一测量点和所述第二测量点连接到所述第一仪表放大器的所述第一输入端和所述第二输入端。

该设备和方法使用单个电阻分流器和两个及其以上的仪表放大器测量分流器上的变换电压降。动态范围比现有的电流测量方法高几个数量级，同时可用于电量计量。

本实用新型包括电路和算法方面的新知识(关于电路的控制部分和数字电路和模拟电路的联合操作)。

新型的电路和算法使得电流感应器在电流测量范围上，比现有的技术大幅提高，提高幅度高达几个数量级。相比较其他方法，本实用新型可以减少感应器件在零状态附近的能量损耗。当测量电流和累计电量的信息传输速率较低的情况下，电路本身可以近乎零损耗。因为直流电流测量的低偏移，累计的电量就很低，即使测量电流远小于最大标称电量。

根据连续的评估干扰电压，并从测量的电压中减去，从而确保转换得到的电流值有很高的精度。

如果需要，本实用新型中电路的输出是连续的，各电路交替处于测量和校准的状态(以完成测量和归零)。

如果需要有快速响应的保险功能，就需要有连续的输出信息。如果需要通过积分电流来获得电量，连续的输出信息也是必须的。

仪器调教的周期的频率是可以是固定的，也可以根据产生误差的温度或者温度梯度的变化而调整。换言之，调教的周期在温度或者温度梯度变化较大的情况下会更加频繁。

附图说明

本实用新型需要用到的图表

图1，当前的技术和电路；

图2，电压误差的来源；

图3，本实用新型的新型电流测量技术；

图4，图3中场效应管73/74和电路复用器48的使用原理；

图5，减小原始信号误差的实际电路；

图6，本实用新型的另一个应用实例，在每个通道运用两个射频干扰滤波器；

图7，本实用新型的另一个应用实例，使用了一个分流器和一个双效应管开关电路；

图8，本实用新型的另一个应用实例，在每个通道中使用了一个双效应管开关电路和两个射频干扰滤波器。

具体实施方式

如图3所示电流测量电路。电流分流器72会提供一个正比于流经分流器 72的电压信号给电阻75，接下来连接到场效应管(FET)开关73/74。接下来，电流信号通过射频干扰滤波器37和38后被仪表放大器(IAs)41和42放大。模拟选择开关43会输出信号到输出端44。输出的信号可能为IA41的输出信号或者IA42的输出信号。

在电路51的控制下，并通过场效应管驱动端45，场效应管73/74会根据图 4所示的算法处于全开或者全闭状态。

场效应管73/74可以连接到电压信号到射频干扰滤波器37/38。射频干扰滤波器和整个仪表放大器电路37/39/41和38/40/42产生的电压偏移，可以通过校准去除。

在任何时刻，场效应管73/74至少有一个处于打开状态。

同样，在任何时刻，至少有一个射频干扰滤波器和放大器41或42输出信号到输出端。

当需要测量感应的电压误差的时候，通过接通场效应管73或74，把感应的电流信号可以从一个测量通道中去除。电流感应信号会随电阻75和开关 73/74的开路电阻(Rds-on)的比值成比例减少。

当电流感应信号从一个通道中去除，无信号的通道(IA41或IA42)测量误差电压。同时控制电路51会调整数模转换端46的输出，一直到被调校的通道输出为零。

当不需要输出连续的模拟信号的时候，电流感应信号可以从数字通讯接口 50输出。模拟开关43和数模转换端46就不是必需的。误差电压的去除可以完全的在全数字的控制电路51中，通过从模数转换端47测量的总信号减去测量的误差来实现。

上述原理，特别是连接电流测量(电压)信号方面，与现有的方法中通过放大器电路中电压自动归零技术有很大的不同。现有的方法不能去除感应点和放大器输入端之间的之间的元件产生的电压误差。另外，现有的方法也不能够补偿集成电路中引脚到晶片的误差。

因为使用更为简单的开关器件(相比较于现在的电路)，分流器72上的开尔文连接端和电阻75及开关73/74所产生的电压误差，不会自动得到补偿。

另一方面，因为只用了两个场效应管开关(反对前面电路用了四个)，而且这些开关73和74很小，只需要使用很小的电流，所以比前面描述的电路更加经济。开关73和74的开路电阻可以转换到电阻75的阻值中。实际上，电阻 75的阻值和开关73/74的开路电阻的比值决定了最终的精度和电路的动态范围。

为了减少电阻75和开关73/74导致的原始误差，图5展示了一种新型的物理结构。

图5中，铜制电流分流器72使用了常用的印刷电路板(PCB)技术。该分流器并没有明显的感应端，而是通过连接电阻75的感应导线78连接到电流分流器72的主体部分。

换言之，分流器的感应端到其他电路的铜线中间没有其他材料连接，这样就不会产生热电电压。

印刷电路板的材料通常为FR-4，或者其他适合工作温度的材料。

元件75，73和74被紧凑地设计在分流器73附近的一个小区域。

电阻75和开关73/74的管脚与电路板上的铜线之间因为材料不同，会因为热电效应产生误差电压。但是如果所有这些元件的温度相同，那么产生的误差电压就会非常的小或者是零。

另外，即使元件75，73，74之间的温度不相同，连接同一个场效应管开关 73或74的两个电阻也会有相同的热电电压，会被后面的差分感应电路消除。

切割电路板制造沟槽(内空)77，可以防止热量从这个区域沿着电路板散发出去，从而也确保了元件75，73，74所在的区域温度一致。

连接75，73，74元件的导线都位于电路板的同侧，并且没有通孔(电路板上连接不同层电路的穿孔)。这可以防止不同电路板制造商用不同方法制作的的通孔所造成的(基于热电效应或者机电效应的)误差。

另外，这些器件通过通孔76与其他电路相连。连线会通过温度不均匀的区域而产生热电误差电压，但这些会被电路的校准功能完全除去。

图3中采用两条放大通路，一条输出连续的电流信息，另一条用于校准。校准的时候，电流感应信号被一个场效应管开关73或74短接，射频干扰滤波器37或38以及相应的仪表放大器41或42稳定在一个对应零电流输入的值。控制电路51执行自动归零操作(调整数模转换让相应的IA41或者42的输出为零)。校准结束后，该通道通过断开场效应管开关73或者74恢复工作。当射频干扰滤波器37或38稳定表示测量电流的数值的时候，模拟开关43就会把输出端44和这个新校准的通道联起来。当两个通道都有测量电流的输出，就有了更加充裕的时间。在这个时间段里面，控制电路可以同时利用这两个信号；电流测量的总的精度可以通过平均值来提高；如果发现两个通道的数值的差异变大，可用来发现和报告电路中存在的问题。

用户可以选择把自己电路中的基准电压段(比如，共地端)连接到分流器 72的中间连接点79。这样射频干扰滤波器和后续电路会有对称的表现，有利于提高实际使用效果。此外，分流器中间点79接地，给场效应管73和74的源端提供了一个电压参考点。这样设计者可以在驱动端45设置输出电压来完全的打开或者关闭场效应管73，74。

简单介绍一下电阻75的作用。这些电阻的阻值不能太大，因为通过仪表放大器的电流不能相差太大，否则会由电压(电流乘以电阻)导致系统偏移。举个例子，1nA的电流差(这是一个可能的误差)流经100欧姆电阻会产生100nV 的偏移。

另一方面，同样的误差发生在模块37里面的电阻上就不会影响仪表放大器的输出，因为这些误差发生在信号通道上场效应管73，74的后面，会通过校准和自动归零而消除。这样，如果需要的话，模块37里面的电阻可以有比较高的阻值。这一点非常有用，比如模块37使用非常小的电容器也能获得比较大的时间常数。

电阻75不能太大，也不能太小，因为在自动归零的时候，我们希望尽量减少分流电阻72的信号强度。换言之，电阻75与场效应管73，74通路电阻之间的比例应该尽可能的高。例如，电阻75为100欧姆，场效应管73，74的通路电阻10毫欧(这个值已经很低了)。这样，最大的误差来源于有限的衰减，当场效应管接通的时候，全副信号除以10000，大约信噪比是80dB。

电路的执行算法在图4中描述。

时间点81选为算法周期的起点。此时，场效应管开关73和74都处于开路状态，两个通道同时提供电流信号。然而多路复用器48选择连接仪表放大器 41的输出到最终输出端44。

在时间点82，开关74闭合，RFI滤波器38的感应电流信号被场效应管74 短接。仪表放大器42的输入端电压应该为零。然而由于前面所述的效应，仪表放大器42输入端的电压，由于经过感应电路和射频干扰滤波器38，包含了一些偏移误差(主要是不同材料和不同温度在接口处产生的热电电压)。在时间点 82，射频干扰滤波器38开始趋向最终的误差数值。

在时间点83，射频干扰滤波器38已经稳定并输出一个稳定的值到仪表放大器42。仪表放大器42的输出电压被A/D47的一个通道或者D/A46的一个通道采样。调整仪表放大器42输出值一直到输出是零为止。

在时间点84，74/38/40/42所组成的通道的校准已经完成。

在时间点85，场效应管开关74被断开。

在时间点86，射频干扰滤波器38已经完全稳定在分流电阻72的数值上。

最后，在时间点87，通过设置多路复用器48，输出的正是刚校准的 74/38/40/42通道。现在输出端44直接连接仪表放大器42的输出。

需要指明，在闭合开关74校准测量通路的时候，开关73断开，其所在的通道提供输出信号。

在87到93之间的时间段，与上述81到87之间同样的过程发生在测量通道73/37/39/41，场效应管73和多路复用器48起作用。

最后，从时间点93开始一个新的算法周期。

在最开始的时候(整个电路首次接通电源的时候)，可以使用稍微不同的周期来获得偏移误差的初始值，然后整个循环周期80就会无限的重复。整个校准 /测量/稳定/选择周期80可以根据电路的温度和温度梯度的改变而调整。如果调整周期长度，比如减少校准和归零上的时间，就需要温度传感器来获得温度。图3中没有包括这样的传感器。

如果能够减少校准和归零的时间，在一定时间段内，两个通道可以同时提供测量。这样可以联系两个测量信号(在A/D端47处)，用于平均输出值或者及早预警其中一个通道可能出现的异常。

另外，温度测量的结果可以用来补偿分流电阻72受温度的影响。例如，在图5显示的物理表示中，PCB板上的分流电阻是由铜图案制作的(因此不需要得到和组装单独的离散零件)。这样，PCB板上的铜导线的变化应该完全了解，阻值变化能够根据控制电路51上的数字计算所补偿。如果需要，连续的模拟输出端44也可以根据分流电阻的补偿来调整。其实，连续模拟输出端的主要应用是提供快速的固态电子保险机制，它可能并不需要非常高的精度，而且也没有必要根据温度变化而得到充分的补偿。无论如何，电路对模拟输出信号的调整，将包括仪表放大器41或42中的可编程增益功能，下面会有解释。

同样，最初的(由制造公差引起的)室温下的分流电阻72的全幅误差，通过施加已知的电流到分流电阻72并记录调整后的准确值(最好是稳定的本地内存)来校正。

本实用新型有足够长的时间让射频干扰滤波器37和38稳定，并且能够接受时间常数非常长的滤波器。当电流传感器用于计算流经输入端30的总电荷的时候，我们就可以从测量的高精确中受益。如果这样的积分电流值可以从电路的数字部分获得，射频干扰滤波器的时间常数的增加有助于降低A/D转换器47 的采样速率(图3)。

这样，快速时间响应功能，在用于固态保险功能的时候，就会受到限制。

根据本实用新型，图6就是一种解决方案。如图中所示，一个测量通道包含两个射频干扰滤波器37和52，还有两个放大器41和54。这些器件都是在开关73连接的通道中。另一个通道(开关74相连接的)暂时没有画出来，同样也包含两个射频干扰滤波器和两个仪表放大器。仪表放大器41的输出通过选择开关43连接到输出端44，射频干扰滤波器37拥有一个适合固态保险机制的时间常数。另一方面，仪表放大器54的输出只可以连接到额外A/D输入端在控制电路51里。仪表放大器54的输入价值在控制电路51里数据处理以后，会只在数字形被报出。他不需求偏移补偿D/A(因为校准直会被数字减法)。在这个信号处理通道，当使用较低的A/D采样速率的时候，射频干扰滤波器52会有一个适合测量流经分流电阻72的电量的时间常数。射频干扰滤波器52的时间常数数倍于射频干扰滤波器37。图4中的时间安排应该根据射频干扰滤波器52的要求(射频干扰滤波器37时间常数小，时间常数的要求就自动满足)。

在实体电路中，开关74后有同样的电路，包含两个射频干扰滤波器和两个仪表放大器。一个仪表放大器和相连接的快速射频干扰滤波器可以通过开关43 连接到输出端44，另一个仪表放大器的输出端连接到控制电路51的A/D输入端。

图6所示的电路，可以利用连续的模拟输出信号实现快速固态电子保险功能，同时还可以根据控制电路51的数字输出端准确的测量累积电量。

如果在旧电路中，采用一个高速射频干扰滤波器和仪表放大器，然后再连接另外一个滤波器来减小A/D采样速率，是否可以实现同样的功能(灵敏保险和高精度测量)呢？事实证明，图6所示的快慢两条信号通道更好。为了更好的理解原理，我们来看当电流被准确的测量后，对应的瞬态过程应该被第一个仪表放大器忠实的还原和放大，第二个滤波器会减小信号带宽。但是如果在一级仪表放大器中有非线性效应，并且被快速变化的信号增强，信号就有可能被截略，并影响到原本线性的仪表放大器。这样的信号截略和非线性会对测量的精度有复杂的影响。

图6中有一个“慢速”信号处理通路，它精度高，并且不依赖于“快速”信号通路的高要求。在图6所示的方法中，考虑到准确而又慢速的通路，电路的带宽首先受制于“慢速”滤波器52(因为使用简单的无源器件，即使在瞬态的情况下，它们也是高度线性的)。“慢速”滤波器52的输出被仪表放大器54放大。请注意仪表放大器54也成为了一个较低带宽的器件，并且能耗也低。

控制电路51最好使用微电脑芯片，整个控制电路51可以集成在单个芯片的微控制中，包含所需的功能：A/D47，D/A46，通讯接口50，电路复用器48 控制信号端，场效应管驱动端45。为了紧凑设计和降低成本，仪表放大器也可以设计在同样的芯片上。

其他的设计方案如图7和图8所示。这些电路用场效应管96/97来代替图3、 5、6中的电阻75。根据不同的应用细节和要求，图7和8中的电路可能比图3 和6中的电路更有优势。

基于本实用新型，用于可以轻松的设计出各种相似或者更好的电路。希望下面的声明能够包含这些电路。