一种TH/DS‑CDMA导航信号的跟踪方法及装置与流程

本发明主要涉及到卫星导航定位领域，特指一种th/ds-cdma导航信号的跟踪方法及装置。

背景技术：

卫星导航系统受限于信号物理特性、星座布局和环境因素等影响，在一些特定使用场景下存在卫星遮挡严重、信号功率较弱、定位精度不佳、完好性和可靠性较差、抗干扰能力不足等问题。在存在严重恶意干扰的战场、峡谷、室内、地下等环境下，导航性能急剧恶化甚至不能满足定位需求。卫星导航存在的上述脆弱性、可用性、精度上的问题，限制了其在复杂地形、战场环境以及一些对精度要求高的环境下的应用。

伪卫星技术为上述gnss所面临的问题提供了较好的解决方案，伪卫星应用的一个主要制约因素是远近效应问题。脉冲调制技术是缓解远近效应最有前途的一种，伪卫星信号仅在特定脉冲时隙发送导航信号，其他时间保持静默。rtcm的附属委员会sc-104定义了一种gps脉冲伪卫星的tdma方案，所规定的脉冲持续时间为c/a码码周期的1/11，每个脉冲对应于93个码片，整个tdma图案的周期为200ms。rtca的特别委员会sc-159建议了一种laas系统的脉冲方式(rtca,2000)。通过一个19状态移位寄存器控制，伪卫星以伪随机方式发射短脉冲信号，单个脉冲宽度为p码的140个码片。

有从业者提出一种新型的高精度地基定位系统—locata定位系统，该工作在ism频段，在不与gps信号产生干扰的同时，可以提供比gps强大得多的信号功率。为缓解远近效应，locata的导航信号体制结合了cdma和tdma，时隙分配同样是伪随机的，每个时隙宽度为0.1ms(一个伪码周期)，一个子帧包括10个时隙，整个超帧的周期为200ms。

与传统的gnss卫星发射的连续cdma信号不同，脉冲伪卫星和locata系统的发射机均采用跳时机制发射cdma导航信号，每个发射机依照给定的跳时序列，在相应使能时隙内发射信号，如图1所示。这种由跳时序列控制使能的新型导航信号称为跳时直接序列码分多址(th/ds-cdma)信号，图2示出了th/ds-cdma信号的示意图，th/ds-cdma信号由伪码、脉冲跳时序列、载波三部分组成，可以表示为：s(t)＝p(t)c(t)sin(2πft+θ)，其中p(t)为为跳时序列，c(t)为扩频码，f表示载波频率，θ为载波初始相位。

gnss的cdma导航信号连续，传统导航接收机的跟踪单元由伪码跟踪单元和载波跟踪单元两部分组成，接收信号与本地复制载波混频后进行剥离伪码，并通过码环鉴相器与载波环鉴相器分别测量码环跟踪误差和载波跟踪误差，然后通过相应的环路滤波器滤波后调整本地复制伪码与载波以保持对输入信号的跟踪。与cdma导航信号不同，th/ds-cdma信号是突发的，传统导航接收机的跟踪单元不再适合于跟踪这种跳时信号。

有从业者提出了一种关于th/ds-cdma信号的跟踪环路设计，其认为将使能时隙的相位差测量值延迟至子帧边界输入锁相环，为此提出将使能时隙的相位差测量值延迟至子帧边界输入锁相环环路滤波器。但是，该方法在接收机存在高阶动态时相位测量精度将下降。例如，当载波信号频率为l1(1.575.42mhz)时，假设接收信号与本地复制信号的初始相位差异为0.6π、载波频率差异为10hz，若接收机使用二阶锁相环且噪声带宽设置为20hz，现有的跟踪方法仅能容忍0.1g的用户加速度。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种原理简单、易推广和应用、效果好的th/ds-cdma导航信号的跟踪方法及装置。

为解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：

一种th/ds-cdma导航信号的跟踪方法，其步骤为：

s1：设置载波环和码环的模拟环路滤波器的阶数与环路参数；

s2：在跳时序列码元为1期间，接收信号进入混频器，同相支路和正交支路的参考载波信号与接收信号相乘经低通滤波输出混频结果i(t)、q(t)，同相支路为i支路，正交支路为q支路；

s3：相关器将脉冲跳时序列码元为1期间的混频输出结果i(t)、q(t)和复制码信号进行相关运算，分别得到结果；

s4：利用得到的即时支路的相干积分结果通过载波环鉴相器得到复制载波与接收载波的相位差异φe(n)；利用得到的超前、滞后支路的相干积分结果通过码环鉴相器得到即时支路复制伪码与接收伪码的相位差异δcp(n)；

s5：根据当前鉴相结果输入环路的时刻和下一次鉴相结果输入环路的时刻之间时间间隔计算时变采样周期ts(n)；

s6：根据步骤s5得到的采样周期ts(n)对步骤s1设置的两组模拟环路滤波器进行双线性变换，计算数字环路滤波器的系数；

s7：利用步骤s6得到的载波环环路滤波器对载波鉴相结果φe(n)进行滤波，滤波结果控制载波数控振荡器调整复制载波频率；利用步骤s5得到的码环环路滤波器对码环鉴相结果δcp(n)进行滤波，滤波结果控制伪码nco调整复制波频率；

s8：利用步骤s7调整后的伪码nco作为时钟，分频驱动复制跳时序列发生器，使复制跳时序列与接收信号中的跳时序列保持同步。

作为本发明的进一步改进：所述步骤s3中得到同相支路超前、即时、滞后相干积分结果ei(n)、pi(n)和li(n)，以及正交支路超前、即时、滞后相干积分结果eq(n)、pq(n)和lq(n)，包括：

ei(n)＝r(τe)sinc(fetp)cosφe

pi(n)＝r(τp)sinc(fetp)cosφe

li(n)＝r(τl)sinc(fetp)cosφe

eq(n)＝r(τe)sinc(fetp)sinφe

pq(n)＝r(τp)sinc(fetp)sinφe

lq(n)＝r(τl)sinc(fetp)sinφe

其中，r(·)表示伪码信号的自相关函数，τe、τp、τl分别表示超前复制伪码、即时复制伪码、滞后复制伪码与接收伪码之间的相位差异，fe和we为接收信号载波与复制载波之间的频率差异和相位差异。

作为本发明的进一步改进：所述步骤s5中，计算时变采样周期ts(n)＝tn+1-tn，tn为当前跳时序列码元为1时鉴相误差输入到环路滤波器的时刻点，tn+1为下一次跳时序列码元为1时鉴相误差输入到环路滤波器的时刻点。

作为本发明的进一步改进：所述步骤s4中，利用步骤s3得到的即时支路的相干积分结果pi(n)和pq(n)通过载波环二象限鉴相器得到复制载波与接收载波的相位差异

作为本发明的进一步改进：所述步骤s4中，利用步骤s3得到的超前、滞后支路的相干积分结果ei(n)、li(n)和eq(n)、lq(n)通过码环非相干超前减滞后幅值法鉴相器得到即时支路复制伪码与接收伪码的相位差异：

其中，d为相关器间距。

作为本发明的进一步改进：所述步骤s6中，数字环路滤波器的闭环传递函数为：

其中，ξ为模拟二阶锁相环系统的阻尼系数，wn为为模拟二阶锁相环系统的阻尼系数；根据步骤s5得到的采样周期对步骤s1设置的两组模拟环路滤波器进行双线性变换，分别计算载波环和码环的环路滤波器系数：

本发明进一步提供一种th/ds-cdma导航信号的跟踪装置，其包括：

伪码跟踪单元，用于对接收信号中的伪码分量的频率以及相位的测量；

载波跟踪单元，用于对接收信号中的载波分量的频率以及相位的测量；

跳时序列同步单元，用于使本地复制跳时序列与接收信号中的跳时序列保持同步；

环路滤波器系数更新单元，用于根据跳时序列的脉冲间隔计算跟踪环路的采样周期，进而计算码环与载波环的环路滤波器系数。

与现有技术相比，本发明的优点在于：本发明的th/ds-cdma导航信号的跟踪方法，原理简单、易推广和应用。采用本发明提出的跟踪方法可以容忍3g的用户加速度(对应的多普勒频移加速度为154.5hz/s)。实际情况下，用户接收机经常出现几倍于g的加速度，本发明的方法可以再适当调整环路阶数及噪声带宽的情况下保证对输入信号的连续跟踪。

附图说明

图1是新体制导航信号tdma结构原理示意图。

图2是th/ds-cdma信号的示意图。

图3是本发明方法在具体应用实例中的流程示意图。

图4是本发明装置在具体应用实例中的结构原理示意图。

具体实施方式

以下将结合说明书附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。

如图3所示，本发明的一种th/ds-cdma导航信号的跟踪方法，其步骤为：

s1：设置载波环和码环的模拟环路滤波器的阶数与环路参数。

s2：在跳时序列码元为1期间，接收信号进入混频器，同相支路(i支路)和正交支路(q支路)的参考载波信号与接收信号相乘经低通滤波输出混频结果i(t)、q(t)。

s3：相关器将脉冲跳时序列码元为1期间的混频输出结果i(t)、q(t)和复制码信号进行相关运算，分别得到同相支路超前、即时、滞后相干积分结果ei(n)、pi(n)和li(n)，以及正交支路超前、即时、滞后相干积分结果eq(n)、pq(n)和lq(n)：

ei(n)＝r(τe)sinc(fetp)cosφe

pi(n)＝r(τp)sinc(fetp)cosφe

li(n)＝r(τl)sinc(fetp)cosφe

eq(n)＝r(τe)sinc(fetp)sinφe

pq(n)＝r(τp)sinc(fetp)sinφe

lq(n)＝r(τl)sinc(fetp)sinφe

其中，r(×)表示伪码信号的自相关函数，τe、τp、τl分别表示超前复制伪码、即时复制伪码、滞后复制伪码与接收伪码之间的相位差异，fe和we为接收信号载波与复制载波之间的频率差异和相位差异。

s4：利用步骤s3得到的即时支路的相干积分结果pi(n)和pq(n)通过载波环鉴相器得到复制载波与接收载波的相位差异φe(n)。利用步骤s3得到的超前、滞后支路的相干积分结果ei(n)、li(n)和eq(n)、lq(n)通过码环鉴相器得到即时支路复制伪码与接收伪码的相位差异δcp(n)。

s5：根据当前鉴相结果输入环路的时刻和下一次鉴相结果输入环路的时刻之间时间间隔计算时变采样周期ts(n)＝tn+1-tn，tn为当前跳时序列码元为1时鉴相误差输入到环路滤波器的时刻点，tn+1为下一次跳时序列码元为1时鉴相误差输入到环路滤波器的时刻点。

s6：根据步骤s5得到的采样周期ts(n)对步骤s1设置的两组模拟环路滤波器进行双线性变换，计算数字环路滤波器的系数。

s7：利用步骤s6得到的载波环环路滤波器对载波鉴相结果φe(n)进行滤波，滤波结果控制载波数控振荡器(nco)调整复制载波频率。利用步骤s5得到的码环环路滤波器对码环鉴相结果δcp(n)进行滤波，滤波结果控制伪码nco调整复制波频率。

s8：利用步骤s7调整后的伪码nco作为时钟，分频驱动复制跳时序列发生器，使复制跳时序列与接收信号中的跳时序列保持同步。

本发明的跟踪方法在一个具体应用实例中，假设载波跟踪环路和伪码跟踪环路均使用二阶锁相环，伪码速率为rc，脉冲跳时序列速率为rp，脉冲跳时序列码元宽度为tp，其详细步骤为：

s100：设置载波环对应的模拟二阶锁相环的阻尼系数ξcarrier和特征频率wn,carrier，设置码环对应的模拟二阶锁相环的阻尼系数ξcode和特征频率wn,code。

s200：在跳时序列码元为1期间，接收信号进入混频器，同相支路(i支路)和正交支路(q支路)的参考载波信号与接收信号相乘经低通滤波输出混频结果i(t)、q(t)。

s300：相关器将脉冲跳时序列码元为1期间的混频输出结果i(t)、q(t)和复制码信号进行相关运算，分别得到同相支路超前、即时、滞后相干积分结果ei(n)、pi(n)和li(n)，以及正交支路超前、即时、滞后相干积分结果eq(n)、pq(n)和lq(n)。

s400：利用步骤s300得到的即时支路的相干积分结果pi(n)和pq(n)通过载波环二象限鉴相器得到复制载波与接收载波的相位差异利用步骤s300得到的超前、滞后支路的相干积分结果ei(n)、li(n)和eq(n)、lq(n)通过码环非相干超前减滞后幅值法鉴相器得到即时支路复制伪码与接收伪码的相位差异其中d为相关器间距。

s500：根据当前鉴相结果输入环路的时刻和下一次鉴相结果输入环路的时刻之间时间间隔计算时变采样周期ts(n)＝tn+1-tn，tn为当前跳时序列码元为1时鉴相误差输入到环路滤波器的时刻点，tn+1为下一次跳时序列码元为1时鉴相误差输入到环路滤波器的时刻点。

s600：数字式一阶环路滤波器的闭环传递函数为：

其中，ξ为模拟二阶锁相环系统的阻尼系数，wn为为模拟二阶锁相环系统的阻尼系数；根据步骤s500得到的采样周期对步骤s100设置的两组模拟环路滤波器进行双线性变换，分别计算载波环和码环的环路滤波器系数：

s700：利用步骤s600得到的载波环环路滤波器对载波鉴相结果φe(n)进行滤波，滤波结果控制载波数控振荡器(nco)调整复制载波频率。利用步骤s500得到的码环环路滤波器对码环鉴相结果δcp(n)进行滤波，滤波结果控制伪码nco调整复制波频率。

s800：利用步骤s700调整后的伪码nco作为时钟，分频驱动复制跳时序列发生器，使复制跳时序列与接收信号中的跳时序列保持同步。

进一步，在具体应用实例中，对于环路滤波器系数更新单元中的时变环路滤波器系数的计算问题，可以事先计算存表以减少硬件计算单元消耗、加快软件运行速度。

进一步，如图4所示，本发明还提供了一种th/ds-cdma导航信号的跟踪装置，包括：

伪码跟踪单元，用于对接收信号中的伪码分量的频率以及相位的测量；

载波跟踪单元，用于对接收信号中的载波分量的频率以及相位的测量；

跳时序列同步单元，用于使本地复制跳时序列与接收信号中的跳时序列保持同步；

环路滤波器系数更新单元，用于根据跳时序列的脉冲间隔计算跟踪环路的采样周期，进而计算码环与载波环的环路滤波器系数。

以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。