本发明涉及一种接近传感器(sensor)以及在接近传感器中执行的方法，尤其涉及一种感应式接近传感器以及在感应式接近传感器中执行的探测方法。
背景技术：
已知有利用磁场来探测金属制检测体的有无或位置的接近传感器(感应式接近传感器)。
在专利文献1中揭示了一种接近传感器，其具备：检测线圈(coil)，用于产生磁场；激磁电路，对检测线圈周期性地供给脉冲(pulse)状的激磁电流；检测电路，基于激磁电流对检测线圈的供给被阻断后在检测线圈的两端产生的电压，来检测金属制检测体的有无或位置；以及控制电路。控制电路对激磁电路进行控制，以使激磁电流的供给期间成为激磁电流的供给阻断期间以上。
由此，当检测体的材质是以铝为代表的非磁性金属时，能够抑制因检测体的厚度造成的检测距离的变动。而且，在检测体的材质为铁的情况与为铝的情况下，只要厚度相同，便能够抑制接近传感器的检测距离的变动(参照[说明书摘要])。
[现有技术文献]
[专利文献]
专利文献1：日本专利特开2009-59528号公报
专利文献2：日本专利特开平8-86773号公报
技术实现要素：
[发明所要解决的问题]
专利文献1所记载的接近传感器中，能够降低因检测体的厚度和材质造成的检测距离的变动。此种接近传感器中，有时会因外部磁场或温度等而导致检测线圈特性(电感(inductance)成分或电阻成分)发生变化，或者因电磁噪声的产生等而导致检测距离发生变动。
本发明是有鉴于所述问题点而完成，其目的在于提供一种能够降低线圈特性变化的影响和/或干扰噪声的影响的感应式接近传感器、以及在感应式接近传感器中执行的方法。
[解决问题的技术手段]
根据本发明的一方面，接近传感器利用磁场来探测检测体的有无或位置。接近传感器包括：检测线圈，用于产生磁场；发送电路，用于周期性地对检测线圈供给脉冲状的激磁电流；接收电路，对通过激磁电流的周期性供给而在检测线圈的两端产生的电压或电流进行检测；以及控制部，利用通过检测而获得的时间序列信号来探测检测体的有无或位置。控制部在时间序列信号中的第1期间，获取对检测体的探测造成影响的第1因数。控制部通过第1因数来对时间序列信号中的第2期间的信号进行补偿。控制部基于补偿后的信号来探测检测体的有无或位置。
优选的是，控制部在时间序列信号中的第3期间，获取对检测体的探测造成影响的第2因数。控制部通过第1因数和第2因数，对时间序列信号中的第2期间的信号进行补偿。
优选的是，第1期间和第3期间包含在供给激磁电流的期间内。第2期间包含在阻断激磁电流的供给的期间内。
优选的是，第1期间、第2期间与第3期间包含在供给激磁电流的期间内。
优选的是，第1期间、第2期间与第3期间包含在阻断激磁电流的供给的期间内。
优选的是，第1因数和第2因数中的其中任一者是起因于检测线圈的电感变化的信号，另一者是起因于检测线圈的电阻变化的信号。
优选的是，第2期间的信号是起因于检测体的信号。控制部从起因于检测体的信号中，减去起因于检测线圈的电感变化的信号和起因于检测线圈的电阻变化的信号，由此来进行补偿。
优选的是，第1因数是起因于检测线圈的电感变化的信号或起因于检测线圈的电阻变化的信号。
根据本发明的另一方面，探测方法是在接近传感器中执行，所述接近传感器利用磁场来探测检测体的有无或位置。探测方法包括下述步骤：周期性地对用于产生磁场的检测线圈供给脉冲状的激磁电流；对通过激磁电流的周期性供给而在检测线圈的两端产生的电压或电流进行检测；在通过检测而获得的时间序列信号中的第1期间，获取对检测体的探测造成影响的第1因数；通过第1因数，对时间序列信号中的第2期间的信号进行补偿；以及基于补偿后的信号来探测检测体的有无或位置。
[发明的效果]
根据本发明，能够降低线圈特性变化的影响和/或干扰噪声的影响。
附图说明
图1是用于说明由此种接近传感器的控制部所执行的处理概要的图。
图2是用于说明由接近传感器的控制部所执行的其他处理的概要的图。
图3是本实施方式的接近传感器的立体图。
图4是图3中的iv-iv线箭头剖面图。
图5是用于说明接近传感器的概略结构的框图。
图6是由接近传感器所生成或接收的信号的时间图。
图7是从表示图6所示的检测线圈电压的电压信号中的时刻t0至时刻t1的主要部分放大图。
图8是从表示图6所示的检测线圈电压的电压信号中的时刻t1至时刻t2的主要部分放大图。
图9是用于说明表示检测线圈电压的电压信号的一周期中所含的多个期间的含义的图。
图10是表示激磁期间和阻断期间的信号获取时机的图。
图11是表示由接近传感器所执行的处理流程的流程图。
图12是表示无检测体时，期间tx内的检测线圈电压的时间变化的图。
图13是表示有检测体时，期间tx内的检测线圈电压的时间变化的图。
图14是表示将有检测体时的检测体探测信号视为无线圈电感变化而标准化的变化率的图。
图15是表示无检测体时，时刻ta以后的检测线圈电压的时间变化的图。
图16是表示有检测体时，时刻ta以后的检测线圈电压的时间变化的图。
图17是表示将有检测体时的检测体探测信号视为无线圈电阻变化而标准化的变化率的图。
图18是用于说明对检测线圈的电感变化进行补偿时的处理的图。
图19是用于说明对检测线圈的电阻变化进行补偿时的处理的图。
图20是用于说明对检测线圈的电感变化和电阻变化进行补偿时的处理的图。
图21是表示用于去除高频噪声的噪声去除电路的图。
[符号的说明]
1：接近传感器
5：本体部
5a：检测面
5b：框体
6：导线
7、8：螺母
9：垫片
11：检测线圈
12：放电电阻
15：铁氧体芯
17：电子电路
30：检测部
40：发送电路
41：激磁电路
50：接收电路
51：滤波器电路
52：放大电路
53：a/d转换电路
60：控制部
61：控制电路
62：运算电路
70：输出部
71：输出电路
210：噪声去除电路
211：fft部
212：滤波系数计算部
213：滤波器
700：检测体
d1～d6：时间序列信号
m：中心轴
s1～s9：步骤
t0、t1、t2、ta、tb、tc、td、tge、tgf、tgs、tgu：时刻
tx、tx’、ty、ty’、tz、tz’、δtgp1、δtgp2：期间
vle：线圈电感探测信号
vls：检测体探测信号
vre：线圈电阻探测信号
v：检测线圈电压
vp：检测线圈自身的感应电压
vq：检测体引起的感应电压
δt：周期
δte：时间
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的实施方式。在以下的说明中，对于相同的零件标注相同的符号。它们的名称和功能也相同。因此，对于它们不再重复详细说明。
＜a.处理的概要>
本实施方式的接近传感器是利用磁场来探测金属制检测体的有无或位置的感应式接近传感器。详细将后述，但本实施方式的接近传感器在检测体的探测时，是使用以往未曾使用的区间的信号，来对检测用的信号进行补偿。
所述接近传感器至少具备检测线圈、发送电路、接收电路和控制部。发送电路周期性地对检测线圈供给脉冲状的激磁电流。详细而言，发送电路反复进行激磁电流的供给与阻断。由此，检测线圈产生磁场。接收电路对通过激磁电流的周期性供给而在线圈的两端产生的电压或电流进行检测。控制部利用通过检测而获得的时间序列信号，来对检测体的有无或位置进行检测。
(a1.第1处理例)
图1是用于说明由此种接近传感器的控制部所执行的处理概要的图。参照图1，通过接收电路的检测处理，控制部获取经数字(digital)化的周期性的时间序列信号。在周期δt内，包含供给激磁电流的激磁期间、与阻断激磁电流的供给的阻断期间。
在激磁期间，包含可用于检测体的检测的时间序列信号d2。而且，在激磁期间，包含时间序列信号d1，以作为时间序列信号d2前段的信号。进而，在激磁期间，包含时间序列信号d3，以作为时间序列信号d2后段的信号。
在阻断期间，也包含可用于检测体的检测的时间序列信号d5。而且，在阻断期间，包含时间序列信号d4，以作为时间序列信号d5前段的信号。进而，在阻断期间，包含时间序列信号d6，以作为时间序列信号d5后段的信号。
控制部从激磁期间内的时间序列信号d1和/或时间序列信号d3中，获取对检测体的检测造成影响的因数。作为典型例，控制部从时间序列信号d1中，获取起因于检测线圈的电感变化的信号vle。控制部从时间序列信号d3中，获取起因于检测线圈的电阻变化的信号vre。
控制部从阻断期间内的时间序列信号d5中，获取起因于检测体的信号vls。起因于检测体的信号vls既可为时间序列信号d5其自身，也可为时间序列信号d5的一部分。进而，起因于检测体的信号vls也可为对时间序列信号d5进行累计处理等数据处理所得者。
控制部使用所获取的因数，来对起因于检测体的信号vls进行补偿。典型的是，控制部使用起因于电感变化的信号vle和起因于检测线圈的电阻变化的信号vre中的至少一者，来对起因于检测体的信号vls进行补偿。
具体而言，从起因于检测体的信号vls中，减去起因于电感变化的信号vle和/或起因于检测线圈的电阻变化的信号vre，由此来进行起因于检测体的信号vls的补偿。
控制部使用补偿后的信号vls，来探测检测体的有无或位置。
因此，此种结构的接近传感器中，能够降低线圈特性(电感成分、电阻成分)变化的影响。
(a2.第2处理例)
图2是用于说明由接近传感器的控制部所执行的其他处理的概要的图。参照图2，控制部60从激磁期间内的时间序列信号d1和/或时间序列信号d3中，获取对检测体的检测造成影响的因数。典型的是，控制部60从时间序列信号d1中获取起因于检测线圈的电感变化的信号vle。控制部从时间序列信号d3中获取起因于检测线圈的电阻变化的信号vre。
控制部60从激磁期间内的时间序列信号d2中，获取起因于检测体的信号vls。如此，在从激磁期间内的时间序列信号d2中获取信号vls这方面，与图1所示的、从阻断期间内的时间序列信号d5中获取信号vls的结构不同。
控制部60使用在激磁期间内获取的因数，对在激磁期间内获取的信号vls进行补偿。典型的是，控制部60与图1的情况同样，使用起因于电感变化的信号vle和起因于检测线圈的电阻变化的信号vre中的至少一者，来对起因于检测体的信号vls进行补偿。
此种结构的接近传感器中，也能够降低线圈特性(电感成分、电阻成分)变化的影响。
另外，图2所示的处理是着眼于激磁期间的结构，但也可使用阻断期间的时间序列信号d4～时间序列信号d6来对起因于检测体的信号vls进行补偿。即，控制部60也可使用在阻断期间内获取的所述因数，来对在阻断期间内获取的信号vls进行补偿，并使用补偿后的信号vls来探测检测体的有无或位置。
以下，参照附图来说明接近传感器的结构，并且适当参照附图来说明由所述接近传感器所执行的处理的详细。
而且，以下，为了便于说明，也将起因于检测体的信号vls称作“检测体探测信号vls”，将起因于电感变化的信号vle称作“线圈电感探测信号vle”，将起因于检测线圈11的电阻变化的信号vre称作“线圈电阻探测信号vre”。
＜b.传感器结构>
图3是本实施方式的接近传感器1的立体图。参照图3，接近传感器1具备本体部5、连接于本体部5的导线6、螺母(nut)7、螺母8、以及配置在螺母7与螺母8之间的垫片9。
本体部5具有圆形的检测面5a与筒状的框体5b。在框体5b的表面，形成有螺母7、螺母8用的螺丝槽。另外，检测面5a是嵌入至框体5b的盖(cap)的一部分。
螺母7、螺母8和垫片9被用于将接近传感器1安装于装置等的支撑构件。例如，通过将安装金属件(例如l字状的金属件)的一部分夹入螺母7、螺母8之间，从而能够将本体部5固定于支撑构件。
图4是图3中的iv-iv线箭头剖面图。参照图4，本体部5具有检测线圈11、铁氧体芯(ferritecore)15、在基板上配置有元件的电子电路17(混合(hybrid)集成电路(integratedcircuit，ic))和未图示的动作显示灯。在本体部5内填充有树脂。
检测线圈11为环状的线圈。另外，检测线圈11的中心位于本体部5的中心轴m上。检测线圈11是与电子电路17电连接。电子电路17通过导线6而受到供电，并且与外部的电子设备电连接。
当通过使激磁电流流经检测线圈11而产生高频磁场时，涡电流(感应电流)流经检测体700。通过所述涡电流，在检测线圈11的两端产生感应电压(过渡信号)。接近传感器1检测这些感应电压。由此，接近传感器1探测检测体700的有无。另外，并不限定于此，接近传感器1也可为探测检测体700的位置的结构。
图5是用于说明接近传感器1的概略结构的框图。参照图5，接近传感器1具备检测部30、发送电路40、接收电路50、控制部60及输出部70。发送电路40、接收电路50、控制部60与输出部70是作为电子电路17而实现。
检测部30包含检测线圈11与放电电阻12。控制部60具有控制电路61与运算电路62。输出部70包含输出电路71。发送电路40包含激磁电路41。接收电路50是包含滤波器(filter)电路51、放大电路52及模拟/数字(analog/digital，a/d)转换电路53而构成。
控制部60控制接近传感器1整体的动作。控制部60的控制电路61将用于控制激磁时机的激磁控制信号发送至发送电路40。
作为发送电路40的激磁电路41基于所述激磁控制信号来生成脉冲状的激磁电流，并输出至检测部30。
接收电路50对通过激磁电流的供给及阻断而在检测部30中产生的电压或电流进行检测。具体而言，接收电路50对在检测线圈11的两端产生的电压(电压信号)进行检测。接收电路50将检测结果输出至控制部60。对于接收电路50，详细说明如下。
对于滤波器电路51，输入表示检测线圈11的检测结果的模拟信号。滤波器电路51对所输入的模拟信号进行规定的滤波处理，以去除噪声。
放大电路52对经滤波处理的模拟信号进行放大，并将放大后的模拟信号输出至a/d转换电路53。
a/d转换电路53将经放大电路52放大后的模拟信号转换成数字信号。a/d转换电路53将所述数字信号输出至运算电路62。
控制部60的运算电路62对从接收电路50输出的信号进行后述的运算，并对输出部70输出运算结果(信号)。
输出部70将从控制部60发送的信号(探测结果)通过导线6而发送至接近传感器1的连接目标的电子设备。
如上所述，接近传感器1利用磁场来探测检测体700的有无或位置。接近传感器1的结构具备：(i)检测线圈11，用于产生磁场；(ii)发送电路40，用于周期性地对检测线圈11供给脉冲状的激磁电流；(iii)接收电路50，对通过激磁电流的周期性供给而在检测线圈11的两端产生的电压或电流进行检测；以及(iv)控制部60，利用通过所述检测而获得的时间序列信号来对检测体700的有无或位置进行检测。
另外，接近传感器1也可在检测部30中具备多个线圈。例如可列举检测线圈11包含发送线圈与接收线圈的情况。而且，基本上，基于在激磁期间内获取的滤波系数的滤波处理也是由控制部来执行，但也可通过从运算电路62将所述滤波系数发往接收电路50，使接收电路50的滤波系数发生变化，从而由接收电路50来进行由控制部60所执行的滤波处理。
＜c.数据处理>
以下，列举主要进行所述第1处理例(图1)及第2处理例(图2)中的第1处理的情况来进行说明。
(c1.时间图)
图6是由接近传感器1所生成或接收的信号的时间图。参照图6，如图6中的激磁控制信号所示，当从控制电路61送往激磁电路41的激磁控制信号在时刻t0上升时，从激磁电路41供给电流。于是，如图6中的检测线圈电流所示，在检测线圈11中电流以规定的时间常数上升，如图6中的检测线圈电压所示，在激磁开始时产生的感应电压以规定的时间常数而收敛。
而且，如图6中的激磁控制信号所示，在从时刻t0经过δte时间后的时刻t1，激磁电流被阻断时，如图6中的检测线圈电流所示，电流以规定的时间常数而下降，如图6中的检测线圈电压所示，沿与激磁开始时相反的方向产生的感应电压以规定的时间常数而收敛。
另外，在从时刻t0经过周期δt后的时刻t2以后，还重复时刻t0至时刻t2为止的现象。
(c2.线圈信号获取时间的决定方法)
图7是表示图6所示的检测线圈电压的电压信号(图6中的检测线圈电压)中的时刻t0至时刻t1的主要部分放大图。图8是表示图6所示的检测线圈电压的电压信号中的时刻t1至时刻t2的主要部分放大图。图9是用于说明表示检测线圈电压的电压信号的一周期中所含的多个期间的含义的图。
刚刚开始供给或刚刚阻断激磁电流之后在检测线圈11中产生的感应电压因并联连接于检测线圈11的放电电阻12而急剧下降。当检测体700靠近接近传感器1时，因激磁电流的激磁开始或阻断时在检测体700中产生的涡电流的影响，在检测线圈11中进一步产生感应电压。
放电电阻12的电阻值被设定为，由检测体700所产生的感应电压的时间常数比包含检测线圈11和放电电阻12的电路的时间常数大。因此，从激磁电流的激磁开始或阻断直至某时间为止，作为检测线圈电压的、检测线圈11自身的感应电压占主导地位，而在此以后的时间，涡电流引起的感应电压占主导地位。
参照图7及图8，点线所示的图表示检测线圈电压。由虚线所示的图表示检测线圈自身的感应电压。由实线所示的图表示因检测体引起的感应电压。检测线圈电压是作为检测线圈自身的感应电压与因检测体引起的感应电压的和而表示。而且，图中的阴影(hatching)区域是因检测体700引起的感应电压的累计数据。
参照图9，在从激磁电流的激磁开始直至某时间为止的期间tx(时刻t0～时刻ta)，作为检测线圈电压的、检测线圈11自身的感应电压占主导地位。而在此以后的期间ty(时刻ta～时刻tb)中，涡电流引起的感应电压占主导地位。而且，在从激磁电流的阻断直至某时间为止的期间tx’(时刻t1～时刻tc)，作为检测线圈电压的、检测线圈11自身的感应电压占主导地位。而在此以后的期间ty’(时刻tc～时刻td)中，涡电流引起的感应电压占主导地位。
当检测线圈的电感因直流磁场等而发生变化时，检测部的时间常数发生变化。因此，运算电路62可使用检测线圈自身的感应电压占主导地位的期间tx、期间tx’(时刻t0～时刻ta、时刻t1～时刻tc)的电压变化，来获取电感的变化。
而且，在处于激磁中，且检测线圈11及检测体700所引起的感应电压收敛的期间tz(时刻tb～时刻t1)，在检测线圈11中产生的电压成为由检测线圈11的直流电阻值与激磁电流所决定的大小。因而，运算电路62通过使用期间tz(时刻tb～时刻t1)的电压，可获取因温度变动等引起的检测线圈11的电阻值的变化。
因此，表示电感变化的信号可使用期间tx(或期间tx’)内的一部分检测线圈电压而获取。另一方面，表示电阻变化的信号可使用期间tz内的一部分检测线圈电压而获取。
(c3.线圈特性变化的获取方法)
图10是表示激磁期间及阻断期间的信号获取时机的图。参照图10，运算电路62获取期间δtgp1内的检测线圈电压。期间δtgp1是根据所获取的因数而选择性地设定。在获取线圈电感的情况下，可将时刻tge设定在激磁开始时刻t0之后，将时刻tgf设定在时刻ta之前。在获取线圈电阻的情况下，可将时刻tge设定在时刻tb之后，将时刻tgf设定在阻断期间的开始时刻t1(＝t0+δte)之前。在获取线圈电感与线圈电阻这两者的情况下，可将时刻tge设定在激磁开始时刻t0之后，将时刻tgf设定在阻断期间的开始时刻t1之前。
运算电路62从所述获取的检测线圈电压中，获取对图9中所示的期间tx(时刻t0～时刻ta)的信号实施了规定处理后的探测信号(具体而言为线圈电感探测信号vle)和对图9中所示的期间tz(时刻tb～时刻t1)的信号实施了规定处理后的探测信号(具体而言为线圈电阻探测信号vre)中的至少一者。
而且，运算电路62获取期间δtgp2内的检测线圈电压。期间δtgp2是从阻断开始时刻t1(＝t0+δte)之后的时刻tgs，直至激磁期间的开始时刻t2之前的时刻tgu为止的期间。另外，期间δtgp2可选择时刻tc直至时刻td为止的期间的信号中的、能够有效获取检测体所引起的影响的时间。
运算电路62从所述获取的检测线圈电压中获取检测体探测信号vls。详细而言，运算电路62使用图9所示的期间ty’(时刻tc～时刻td)的期间内的检测线圈电压，来获取检测体探测信号vls。
运算电路62使用线圈电感探测信号vle和线圈电阻探测信号vre中的至少一个，来对检测体探测信号vls进行补偿。由此，运算电路62能够获取不受线圈特性变化影响的检测体判别信号。
图11是表示由接近传感器1所执行的处理流程的流程图。参照图11，在步骤s1中，激磁电路41基于来自控制电路61的激磁控制信号，来开始脉冲激磁。在步骤s2中，运算电路62获取期间δtgpl(参照图10)内的信号(检测线圈电压)。
在步骤s3中，当从脉冲激磁经过时间δte时，激磁电路41阻断脉冲激磁。在步骤s4中，运算电路62获取期间δtgp2(参照图10)内的信号(检测线圈电压)。
在步骤s5中，运算电路62使用线圈电感探测信号vle和线圈电阻探测信号vre中的至少一个，来对检测体探测信号vls进行补偿。运算电路62暂时存储补偿后的信号vls。
在步骤s6中，判断脉冲的激磁次数是否为n次以上(n为预定的自然数)。当判断为小于n次时(步骤s6中为否(no))，使处理返回步骤s1。当判断为n次以上时(步骤s6中为是(yes))，在步骤s7中，对n个补偿后的信号vls进行平均化。
在步骤s8中，运算电路62将经平均化的补偿后的信号vls与预先设定的阈值进行比较。在步骤s9中，运算电路62基于比较结果来判断检测体700的有无，并使输出部70输出其结果。
另外，在运算电路62并非判断检测体700的有无，而是判断检测体700的位置的结构的情况下，取代步骤s8所示的处理，运算电路62将经平均化的补偿后的信号vls转换为位置信息。进而，运算电路62取代步骤s9中所示的处理，而使输出部70输出检测体700的位置信息。
(1)电感变化的影响
当引起检测线圈11的电感变化时，在期间δtgp1(参照图10)的检测线圈11自身的感应电压占主导地位的期间tx(时刻t0～时刻ta期间)，电感变化表现为电压的大小。而且，在期间δtgp2内，检测线圈11自身的感应电压变小，检测体700引起的涡电流的影响呈现主导。此时，在表示期间δtgp2内的检测体700引起的涡电流的影响的电压信号中，也表现出检测线圈11自身的电感变化的影响，但可通过在期间δtgp1内获取的信号来对其进行补偿。
图12是表示在无检测体700时，期间tx(时刻t0～时刻ta)内的检测线圈电压的时间变化的图。图13是表示在有检测体700时，期间tx(时刻t0～时刻ta)内的检测线圈电压的时间变化的图。
参照图12，实线的图表示无检测体700时的基准的检测线圈电压，虚线的图表示在无检测体700的情况下，有电感变化时的检测线圈电压。参照图13，实线的图表示有检测体700时的基准的检测线圈电压，虚线的图表示在有检测体700的情况下，有电感变化时的检测线圈电压。
由期间δtgp1内的检测线圈11自身的感应电压占主导地位的期间tx(时刻t0～时刻ta)的信号所生成的线圈电感探测信号vle、与由期间δtgp2的检测线圈电压所生成的检测体探测信号vls存在相关。因此，运算电路62基于线圈电感探测信号vle从基准(即无电感变化时)的线圈电感探测信号vle发生的变化量来算出电感引起的变化量，并从检测体探测信号vls中减去所算出的变化量。由此，可获得对电感变化的影响进行补偿的效果。
图14是表示将有检测体700时的检测体探测信号vls视为无线圈电感变化而标准化的变化率的图。参照图14，当存在电感变化时，通过进行所述补偿，变化率较未进行补偿时接近1。即，通过所述补偿，可获得与无电感变化时相近的结果。即，如上所述，可获得对电感变化的影响进行补偿的效果。
(2)电阻变化的影响
当引起检测线圈11的电阻变化时，在期间δtgp1(参照图10)的未引起感应电压的期间(时刻tb～时刻t1)，线圈电阻的变化表现为电压的大小。此时，在表示期间δtgp2内的检测体700引起的涡电流的影响的电压信号中，也表现出检测线圈11的电阻变化的影响，但可通过在期间δtgp1内获取的信号来对其进行补偿。
图15是表示在无检测体700时，时刻ta以后(包含时刻tb)的检测线圈电压的时间变化的图。图16是表示有检测体700时，时刻ta以后(包含时刻tb)的检测线圈电压的时间变化的图。
参照图15，实线的图表示无检测体700时的基准的检测线圈电压，虚线的图表示在无检测体700的情况下，有线圈电阻变化时的检测线圈电压。参照图16，实线的图表示有检测体700时的基准的检测线圈电压，虚线的图表示在有检测体700的情况下，有线圈电阻变化时的检测线圈电压。
由期间δtgp1的感应电压完全收敛后(时刻tb以后)的信号所生成的线圈电阻探测信号vre、与由期间δtgp2的电压信号所生成的检测体探测信号vls存在相关。因此，运算电路62基于线圈电阻探测信号vre从基准(即无线圈电阻变化时)的线圈电阻探测信号vre发生的变化量来算出电阻引起的变化量，并从检测体探测信号vls中减去所算出的变化量。由此，可获得对线圈电阻变化的影响进行补偿的效果。
图17是表示将有检测体700时的检测体探测信号vls视为无线圈电阻变化而标准化的变化率的图。参照图17，当存在线圈电阻变化时，通过进行所述补偿，变化率较未进行补偿时接近1。即，通过所述补偿，可获得与无线圈电阻变化时相近的结果。即，如上所述，可获得对线圈电阻变化的影响进行补偿的效果。
(c4.补偿的方法)
(1)电感变化的补偿
图18是用于说明对检测线圈11的电感变化进行补偿时的处理的图。即，图18是用于说明使用线圈电感探测信号vle来对检测体探测信号vls进行补偿时的处理的图。
参照图18，针对尚未产生检测线圈11的电感变化的基准状态下的检测线圈电压(电压信号)，在接近传感器1的设计阶段或制造阶段，算出线圈电感探测信号vle的变化率与检测体探测信号vls的变化率的相关式。
接近传感器1的运算电路62在检测时，基于线圈电感探测信号vle从基准信号发生的变化率与预先算出的所述相关式，来算出补偿系数。运算电路62使用所述补偿系数，来对检测体探测信号vls进行补偿。
(2)线圈电阻变化的补偿
图19是用于说明对检测线圈11的电阻变化进行补偿时的处理的图。即，图19是用于说明使用线圈电阻探测信号vre来对检测体探测信号vls进行补偿时的处理的图。
参照图19，针对尚未产生检测线圈11的电阻变化的基准状态下的检测线圈电压(电压信号)，在接近传感器1的设计阶段或制造阶段，算出线圈电阻探测信号vre的变化率与检测体探测信号vls的变化率的相关式。
接近传感器1的运算电路62在检测时，基于线圈电阻探测信号vre从基准信号发生的变化率与预先算出的所述相关式，来算出补偿系数。运算电路62使用所述补偿系数，来对检测体探测信号vls进行补偿。
(3)电感变化和线圈电阻变化的补偿
图20是用于说明对检测线圈11的电感变化与电阻变化进行补偿时的处理的图。即，图20是用于说明使用线圈电感探测信号vle与线圈电阻探测信号vre，来对检测体探测信号vls进行补偿时的处理的图。
参照图20，针对未产生检测线圈11的电感变化和电阻变化的基准状态下的检测线圈电压(电压信号)，在接近传感器1的设计阶段或制造阶段，算出线圈电感探测信号vle的变化率和线圈电阻探测信号vre的变化率、与检测体探测信号vls的变化率的相关式。
接近传感器1的运算电路62在检测时，基于线圈电感探测信号vle从基准信号发生的变化率、线圈电阻探测信号vre从基准信号发生的变化率、与预先算出的所述相关式，来算出补偿系数。运算电路62使用所述补偿系数来对检测体探测信号vls进行补偿。
＜d.高频噪声的去除>
作为对检测体探测信号vls的补偿的一形态，对因干扰造成的高频噪声的去除方法进行说明。
在接近传感器1中，可能有逆变器噪声、辐射噪声、电源线噪声等各种噪声稳定地附于检测线圈电压(电压信号)。因此，在检测线圈11自身的感应电压占主导地位的期间tx、期间tx’(参照图9)、或检测部30的电阻值占主导地位的期间tz、期间tz’，求出噪声成分。进而，在检测体700引起的感应电压占主导地位的期间ty、期间ty’内，从检测线圈电压减去所算出的噪声成分。以下，对于这些处理，举具体例来进行说明。
图21是表示用于去除高频噪声的噪声去除电路210的图。参照图21，噪声去除电路210具备快速傅里叶变换(fastfouriertransform，fft)部211、滤波系数计算部212和滤波器213。典型的是，噪声去除电路210是由控制部60的运算电路62所执行，但也可通过将所述滤波系数从运算电路62送往接收电路50，使接收电路50的滤波系数发生变化，从而由接收电路50来进行由控制部60所执行的滤波处理。
在未引起激磁开始或阻断引起的感应电压的期间(例如时刻tb以后)，检测线圈电压(电压信号)为固定，因此可稳定地观测重叠的高频噪声。因此，fft部211通过对期间δtgp1(参照图10)的时刻tb以后的时间序列信号进行频率分析，从而算出重叠的噪声的频率。
滤波系数计算部212求出与所算出的噪声的频率对应的滤波系数。滤波器213针对从检测部30获取的时间序列信号，实施设定有所算出的滤波系数的滤波。由此，能够在滤波器电路51的前段实现效果高的噪声去除。
另外，若运算电路62确定噪声成分，则通过变更滤波器电路51的滤波系数，从而不需要借助滤波器213的滤波处理。因此，滤波器213构成为，根据控制命令来激活(active)或非激活。
＜e.优点>
以下列举通过接近传感器1而获得的优点。
(1)通过观测脉冲激磁期间内的电压变化方式，来获取测量时的检测线圈11的电感成分和/或电阻成分，并与此相应地对检测体探测信号vls进行补偿。因此，能够降低因直流磁场等引起的电感变化的影响和/或因温度变化等引起的电阻变化的影响。进而，通过测定在脉冲激磁期间内重叠的噪声频率，并设定滤波系数，从而能够实现有效的噪声去除。
(2)在引起因直流磁场或低频磁场等造成的线圈电感变化、因温度变化等造成的线圈电阻变化、电磁噪声等对检测信号的重叠时，也能够防止接近传感器1的判别结果受到它们的影响。通过此现象，用户能够在引起温度变动的环境或磁场环境下进行稳定的检测。
(3)能够感测(sensing)出(输出)外部磁场或温度的大小、高频噪声的频率。而且，所述补偿也能够适用于在接近传感器1的制造阶段，检测线圈的电感成分或电阻成分的个体偏差的补偿。
＜f.总结>
(1)接近传感器1利用磁场来探测检测体的有无或位置。接近传感器1具备：检测线圈11，用于产生磁场；发送电路40，用于周期性地对检测线圈11供给脉冲状的激磁电流；接收电路50，对通过激磁电流的周期性供给而在检测线圈11的两端产生的电压或电流进行检测；以及控制部60，利用通过检测而获得的时间序列信号来探测检测体700的有无或位置。
控制部60在时间序列信号中的第1期间，获取对检测体700的探测造成影响的第1因数。控制部60通过第1因数来对时间序列信号中的第2期间的信号进行补偿。控制部60基于补偿后的信号来探测检测体700的有无或位置。
根据此种结构，能够降低检测线圈11的线圈特性变化的影响和/或干扰噪声的影响。
(2)控制部60在时间序列信号中的第3期间，获取对检测体的探测造成影响的第2因数。控制部60通过第1因数和第2因数，来对时间序列信号中的第2期间的信号进行补偿。
(3)第1期间和所述第2期间包含在供给激磁电流的期间(图6的激磁期间δte)内。第3期间包含在阻断激磁电流的供给的期间(阻断期间)内。
在另一形态中，如图2所示，第1期间、第2期间与第3期间包含在供给激磁电流的期间(激磁期间δte)内。或者，第1期间、第2期间与第3期间包含在阻断激磁电流的供给的期间(阻断期间)内。
(4)第1因数和第2因数的其中任一者是起因于检测线圈11的电感变化的信号(线圈电感探测信号vle)，另一者是起因于检测线圈11的电阻变化的信号(线圈电阻探测信号vre)。
(5)第2期间的信号是起因于检测体的信号(检测体探测信号vls)。控制部60从起因于检测体的信号(检测体探测信号vls)中，减去起因于检测线圈11的电感变化的信号(线圈电感探测信号vle)和起因于检测线圈11的电阻变化的信号(线圈电阻探测信号vre)，由此来进行起因于检测体的信号(检测体探测信号vls)的补偿。
(6)第1因数是起因于检测线圈的电感变化的信号(线圈电感探测信号vle)或起因于检测线圈的电阻变化的信号(线圈电阻探测信号vre)。
应认为，此次揭示的实施方式在所有方面仅为例示，并非限制者。本发明的范围是由权利要求而非所述实施方式的说明所示，且意图包含与权利要求均等的含义和范围内的所有变更。