本发明涉及半导体领域。更具体地，涉及一种生成标准非线性S参数的装置。
背景技术：
射频微波系统通常由有源器件和无源器件构成，而有源器件往往具有非线性特性，即有新的频率分量生成。实际工程中，经常会把放大器推动到其工作的非线性区域，然后在非线性区域的一个工作点附近进行线性化。所以了解功率放大器、倍频器等射频有源器件的非线性特性变得愈加重要，精确测量器件的非线性特性也成为了重中之重。
现有技术可以实现线性网络分析仪的S参数指标的验证。线性网络分析仪只能进行线性S参数的测量，对应的检验件均为无源器件，经过这些检验件的信号不会产生新的频率分量。将这类器件用在非线性网络分析仪上只能对非线性网络分析仪的基频信号的S参数进行验证无法对其谐波测量能力即非线性S参数测量能力进行验证。
因此，需要提供一种用于检验非线性网络分析仪的生成标准非线性S参数的装置，该装置可以具备稳定可知的基频及其各次谐波分量，能够作为非线性S参数检验件对非线性网络分析仪的技术指标进行校准。
技术实现要素：
本发明的目的在于提供一种用于检验非线性网络分析仪的生成标准非线性S参数的装置。
为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：
一种生成标准非线性S参数的装置，其特征在于，包括：射频电路部分，包括C类放大器，基于C类放大器生成具有多次谐波的非线性S参数；以及直流偏置电路部分，用于控制所生成的非线性S参数的幅值保持恒定。
优选地，直流偏置电路部分包括直流源模块和反馈回路，其中，直流源模块为反馈回路提供直流信号，反馈回路利用直流信号对采样的射频电路部分中的直流分量进行调节，以使射频信号的幅值保持恒定。
优选地，直流源模块包括稳压器和电压变换器，其中，稳压器对外部直流电源提供的直流偏置电压进行稳压并将稳定的直流偏置电压输入到电压变换器，通过电压变换器将直流偏置电压转换成反馈回路需要的幅值，所转换后的电压作为直流源模块的输出。
优选地，反馈回路包括：P型晶体管、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻和第五电阻，
其中，第一电阻的一端与第二电阻的一端连接，第一电阻的另一端与直流源模块的输出端的负极连接，第二电阻的另一端与第三电阻的一端连接并且连接直流源模块的输出端的正极，第一电阻与第二电阻连接的公共端与P型晶体管的基极连接，P型晶体管的发射极与第三电阻的另一端连接并作为反馈回路的输入端，P型晶体管的集电极与第四电阻的一端连接，第四电阻的另一端与第五电阻连接，第五电阻的另一端与直流源模块的输出端的负极连接，第四电阻与第五电阻的公共端作为反馈回路的输出端。
优选地，反馈回路包括：N型晶体管、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻和第五电阻，
其中，第一电阻的一端与第二电阻的一端连接，第一电阻的另一端与直流源模块的输出端的负极连接，第二电阻的另一端与第三电阻的一端连接并且连接直流源模块的输出端的正极，第一电阻与第二电阻连接的公共端与N型晶体管的基极连接，N型晶体管的集电极与第三电阻的另一端连接并作为反馈回路的输入端，N型晶体管的发射极与第四电阻的一端连接，第四电阻的另一端与第五电阻连接，第五电阻的另一端与直流源模块的输出端的负极连接，第四电阻与第五电阻的公共端作为反馈回路的输出端。
优选地，第二电阻和第三电阻为可调电阻，通过第二电阻和第三电阻的阻值变化调节非线性S参数的幅值。
优选地，第二电阻和第三电阻为可调电阻，通过第二电阻和第三电阻的阻值变化调节非线性S参数的幅值。
优选地，射频电路部分还包括：
第一偏置器，将外部输入的射频信号与通过直流偏置电路部分输出的直流信号合成；
输入匹配网络，布置在C类放大器与第一偏置器之间，将自C类放大器的视入等效电阻与传输线的阻抗相匹配；
第二偏置器，将幅值经过调节的射频信号与直流信号分离，令所分离的直流信号作为反馈信号输入到直流偏置电路，并令所分离的经过调节的射频信号输入到下一级电路；以及
后端放大器和衰减器，后端放大器与衰减器相配合，衰减器用于减小非线性S参数检验装置与后端电路的失配，后端放大器用以弥补衰减器对幅值的衰减，以保持非线性S参数的幅值。
优选地，C类放大器为PHEMT，以产生具有高次谐波分量的脉冲波形信号。
优选地，后端放大器为超宽带放大器，以对射频信号中的基波分量和谐波分量进行放大。
优选地，装置还包括直流电源，直流电源为后端放大器供电。
优选地，在直流偏置电路部分布置在铜屏蔽盒中，以使直流偏置电路部分与射频电路部分之间形成电路隔离。
本发明的有益效果如下：
本发明所述技术方案提供一种用于检验非线性网络分析仪的生成标准非线性S参数的装置，该装置可以具备稳定可知的基频及其各次谐波分量，能够作为非线性S参数检验件对非线性网络分析仪的技术指标进行校准。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明：
图1为根据本公开的生成标准非线性S参数的装置的总框图；以及
图2为根据本公开的生成标准非线性S参数的装置的一个实施例、示出其直流偏置电路的具体结构的原理图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。
应理解，说明书中所述的序数词第一、第二等只是为了描述的清楚，而不是为了限制元件、部件或组件等的顺序，即，描述为第一元件、部件和组件以及第二元件、部件或组件也可以表述为第二元件、部件和组件以及第一元件、部件或组件。
图1为根据本公开的生成标准非线性S参数的装置10的总框图。
如图1所示，本公开的生成标准非线性S参数的装置10包括：射频电路部分101和直流偏置电路部分103。具体地，射频电路部分101包括偏置器101-1(即，权利要求书中的第一偏置器)、输入匹配网络101-2、C类放大器101-3、偏置器101-4(即，权利要求书中的第二偏置器)、后端放大器101-5、以及衰减器101-6。所述生成标准非线性S参数的装置10还包括直流电源(未示出)，用于为后端放大器101-5提供电力。本公开的生成标准非线性S参数的装置10还可以包括调配器(未示出)，布置在衰减器101-6之后，当需要时，可以测试时通过调配器对电路参数进行调试。
其中，射频电路部分101用于生成具有多次谐波的非线性S参数，而直流偏置电路部分103用于通过反馈幅值恒定的直流信号，控制射频电路部分101生成的非线性S参量具有稳定的幅度。
在本公开中，在射频电路部分101中采用C类放大器101-3来生成具有多次谐波的非线性S参数。
具体地，非线性网络分析仪测量得到的非线性S参数表达式为：
式中，
Bef为端口e处f次谐波的电压波；
A11为端口1处基波信号的电压波；
agh为端口g处h次谐波的入射小信号；
为端口g处h次谐波的入射小信号的共轭信号；
为A11信号到Bef的转换函数；
分别是由agh、到Bef的转换函数。
由式(1)可知，本发明设计的生成标准非线性S参数的装置10应具有丰富的谐波分量，当在输入端口激励一个大信号A11时，在各个端口产生各次谐波分量，并且各次谐波分量具有稳定的信号幅度和稳定的相位，可由非线性网络分析仪测量得到标准值。
在本公开中，可以根据所采用的C类放大器101-3的截止工作点，控制输入的射频信号的幅值，从而控制本公开的装置10中C类放大器101-3的导通角，得到所需频率的脉冲波形信号。优选地，本公开的生成标准非线性S参数的装置10采用PHEMT(赝调制掺杂异质结场效应晶体管)。优选地，可以选用ATF-36077超低噪声C类放大器，其生成的脉冲波形信号可以包含高达5次谐波分量的信号。本领域技术人员应理解，本公开的生成标准非线性S参数的装置10并不限于此，能够通过控制导通角从而生成具有高次谐波分量的信号的C类放大器101-3均是可以的。
此外，为了得到所需的小导通角，要求大的输入电压摆动，从而保证信号中仅有一小部分高于门限电压的部分用来导通放大器件，该电压摆动受限于电路中C类放大器101-3每一个电极间的击穿电压，即当C类放大器101-3为场效应晶体管时，例如PHEMT时，取决于栅-源、漏-源、和栅-漏的击穿电压。进一步以N沟道的PHEMT为例，可以将漏极电压设置为低于元器件数据手册中通常条件下的电压值，例如，门限电压值为-0.53V。根据栅极阈值电压优化输入的射频信号的导通角和电压摆动电平幅度，使得获得的谐波信号有足够的功率输出的同时又不会使电压击穿。
在本公开中，当射频电路部分101中的C类放大器101-3为PHEMT时，一般具有较大的输入端驻波比，为了降低PHEMT 101-3入射端口的驻波，在PHEMT 101-3前端加入输入匹配网络101-2。例如，当传输线阻抗Z0为50Ω时，根据PHEMT芯片技术说明书中的输入阻抗Z1，由阻抗匹配理论计算加入的输入匹配网络101-2的阻抗Zn的幅度和相位，使得从输入匹配网络101-2输入端的视入等效阻抗Zin接近系统阻抗50Ω。本领域技术人员应理解，本公开并不限于此，当选用其他器件作为C类放大器101-3时，也是需要输入匹配网络101-2的，以将导线电阻与C类放大器101-3的输入端的视入等效阻抗Zin相匹配。
在本公开中，偏置器101-1布置在输入匹配网络101-2之前，偏置器101-1的输入端为生成标准非线性S参数的装置10的输入端，接收外部输入的射频信号。偏置器101-4布置在C类放大器101-3后，C类放大器101-3的输出信号作为该偏置器101-4的输入信号。偏置101-4的输出端一端与直流偏置电路103连接，一端与后端放大器101-5连接。偏置101-4将C类放大器101-3输出的信号进行分路，将幅值已被调节的射频信号输入值后端放大器101-5，并将直流信号作为反馈信号输入到直流偏置电路103。经过直流偏置电路103输出的直流信号输入到偏置器101-1，偏置器101-1将外部输入的射频信号与该直流信号合成，以作为幅值受控的输入信号经过C类放大器101-3，从而由C类放大器101-3生成幅值被控的多次谐波。
在本公开中，后端放大器101-5和衰减器101-6配合使用。为了减小负载端失配对谐波信号的影响，在C类放大器101-3后采用一级后端放大器101-5加衰减器101-6，其中，优选地，后端放大器101-5可以为超宽带放大器，通过超宽带放大器，既可以对射频信号中的基波分量进行放大，也可以对其中的谐波分量进行放大。衰减器101-6能够起到减小后端电路失配状况的作用，后端放大器101-5能够补偿衰减器101-6对信号幅度的减小，使谐波幅度达到相应的电平。
此外，为了对外部的干扰和内部互扰屏蔽，在生成标准非线性S参数的装置10的整体电路板外部加装铜质屏蔽层。直流偏置电路部分103布置在铜质屏蔽盒中，以使其与射频电路部分形成电路隔离，这样的配置可以隔离直流偏置电路部分103中稳压器和电压变换器(下文结合图2详细说明)的转换噪声。为了减小热漂移，铜质屏蔽盒的地板可以为厚铜板，以提高散热效率。此外，直流偏置电路部分103与射频电路部分101之间使用SMB电缆连接。
下面参照图2描述直流偏置电路103的具体结构和工作原理。其中，图2为根据本公开的生成标准非线性S参数的装置10的一个实施例、示出其直流偏置电路103的具体结构的原理图。
如图2所示，直流偏置电路103包括直流源模块103-1和反馈回路103-3，其中，直流源模块103-1为反馈回路103-3提供直流信号，反馈回路103-3一端与偏置器101-1连接，另一端与偏置器101-4连接，以将幅值经过调节的直流信号反馈至射频电路部分。
具体地，如图2所示，直流源模块103-1包括稳压器1031和电压变换器1033，稳压器1031对外部直流电源(未示出)输入的直流偏置电压进行稳压，并将稳定的直流偏置电压输入到电压变换器1033，通过电压变换器1033将该直流偏置电压转换成反馈回路需要的幅值，转换后的电压作为直流源模块103-1的输出。
在本实施例中，反馈回路103-3包括一个晶体管Q1和多个电阻，其中R1和R2串联在一起并跨接在电压变换器1033的两端，R2与电压变换器1033的正极端相连，晶体管Q1的基极与R1和R2的公共端连接，在图2所示的实施例中，晶体管Q1为P型晶体管，晶体管Q1的发射极与R3的一端连接，R3的另一端与电压变换器1033的正极端supply+连接，晶体管Q1的集电极与Rc2的一端连接，Rc2的另一端与Rc1的一端连接，Rc1的另一端与电压变换器1033的负极端supply-连接，双极型晶体管Q1的发射极与偏置器101-4的输出端连接，Rc1与Rc2的公共端与偏置器101-1连接。优选地，R2和R3可以为可调电阻，用以根据需要调节所生成的S参数信号的幅值。
应理解，图2所示的晶体管Q1的类型仅是示例性的，P型管也可以为N型，本领域技术人员应理解，当将P型管变为N型管时，只需要根据电压极性将发射极与集电极调换位置即可。
在本实施例中，C类放大器101-3选用ATF-36077超低噪声C类放大器，应理解，图2中所示的场效应管的沟道仅是示意性地，实际应用中，可以根据需要改变沟道类型。
在本实施例中，晶体管Q1的基极电压由R1和R2比值决定，R3两端的电压差已知，流过R3的电流近似取决于(Vsupply+-Vd)/R3并且保持恒定。
此外精确的C类放大器101-3的漏极电流如下式所示：
其中，β为晶体管Q1的电流增益，Gm为C类放大器101-3的跨导。从式(2)中可见，如果1+β足够大，则I≈(Vsupply+-Vd)/R3，由于式(2)是R3两端的电压差，因此，可见大部分直流偏置电流流经C类放大器101-3，经过反馈回路103-3的漏电流为常值，则可见，经过调节的电压幅值也为常值。从而，经过反馈回路103-3反馈与输入到射频电路部分101的射频信号合成后的信号具有稳定的幅值。从而可以保证经过C类放大器生成的谐波信号具有稳定的幅值。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。