本申请一般涉及电子电路，并且更具体地涉及用于功率半导体器件中在广泛的温度范围内感测负载电流的方法和电路。
背景技术：
场效应晶体管(fet)自从其引入市场以来已经是低阻电子开关的主要器件。在常见的应用中，使用fet实施的功率fet或开关用于将电源电压耦合到输出电压端子处的负载上。测量流过fet的电流是控制电路的常见要求，其被设计为使系统(fet和控制电路是其中的一部分)保持在其操作参数之内，特别地作为在高负载条件下实施限流以防止fet器件损坏或失效的一种安全措施。当fet导通，并且漏极与源极之间的电阻(rdson)低时，最大电流发生在导通模式下。在电流路径中加入串联电阻器的常规的电流感测方法可以生成电流测量点，但这种方法在功耗和峰值测量电压之间形成了折衷。串联电阻器值必须足够大，以便感测的信号(测量对应于通过电阻器的电流的电压)在信号本底噪音之上，还尽可能小以降低功耗。另外，分流电阻器的功耗与负载电流的平方成比例，这对系统的效率产生了不利的影响。此外，这种串联电阻元件的寄生电感对于在短时间内切换大电流时确定电路行为具有重要的不利作用，导致电压过冲，使电路负荷过重。另一种常规的方法是使用作为负载一部分的电感器的寄生电阻两端的电压来近似负载电流。
图1示出用于估计来自功率fet的负载电流的常规电路的电路图100。在来自walters等人的专利号us5,982,160的示例电路100中，负载电流是通过重新构建来自电阻器-电容器(rc)网络120两端的串联电感器110的电压来近似负载电流。电感器110的变化归因于所使用的机械的导线量和固有温度灵敏度，该电感器110的变化跨广泛的温度范围将对感测精度有显著的影响。在进一步的工作中，如由walters等人的专利号us6,870,352的图1所示的，温度补偿电阻器被用于rc网络120中，以帮助遏制温度变化问题。使用这种温度补偿电阻器通常比集成在半导体封装内的电阻器昂贵。
在导通模式下，fet具有稍微(somewhat)线性的rdson，它吸引人们感测fet两端的电压，并使用适当的rdson值来估计近似的负载电流。然而，电阻rdson可以具有与8000ppm/℃一样大的热系数，等于在25℃到125℃的典型操作范围内的大约80％。为了克服由于热变化引起的大的变化，具有匹配热系数(tc)的组件的各种布置已经被采用以抵消由于功率fet的固有tc引起的变化。
图2示出了温度补偿负载电流感测的另一种常规的解决方案的电路图200。在图2中，由walter等人的专利号6,870,352的图2的示意图示出另一个热补偿感测电阻器220(rsen)的使用被设置并且基本上匹配于功率fet210的rdson的热变化。
图3示出了另一种常规的负载电流感测布置300，其使用“电流分支”方法来估计负载电流。主功率fet31由pwm开关布置来切换，并且当负载电流流过负载时，部分电流被转移到感测fet330。感测fet330是比功率fet310具有更高导通电阻的较小的fet。负载电流的样本将产生与负载电流成比例的电阻器rs两端的电压vs。使用感测fet330提供了近似负载电流的简单方法，但是它有一些缺点。一个关注点是可实现的电流精度和噪声容限，其由电阻器上产生的电压限制。这也与两个fet的漏极对源极电压匹配的能力进行了折衷；在电流测量中，失配被转化为非线性的。此外，由于电阻器rs两端的电压与其它方法相比是小的，所以通常需要放大器332来驱动(ic的)外部负载，这导致电路响应速度、范围和精度的折衷。
在这些常规解决方案的每一个中，需要温度补偿电阻器，并且在制造时其具有可用的最佳匹配。这些温度补偿电阻器在fet的集成电路外部，并且是昂贵的。相应地，已经尝试了更多的解决方案来排除它们。
图4示出了除tc匹配电阻器之外的另一种常规电流感测拓扑结构的电路示意图400。在图4中，功率fet410由pwm开关电路来切换。负载电流iload流过负载490。vin通常是比感测电路的击穿电压高的电压。为了保护感测电路免受vin的高电压的影响，在功率fet410处于关断状态时，使用另一隔离fet420来阻挡高电压。当功率fet410导通时，其两端的电压下降到安全水平，此时感测开关电路将导通隔离fet420并关断保护fet430。此时，电压vs与功率fet410的导通电阻rdson和通过它的电流成比例。该电路具有快速跟随能力，并且在给定温度下也具有合理的v-i线性。此外，在典型的应用中，峰值感测电压vs可以在1伏的范围内，与其他体系结构中的几十毫伏相比，提供良好的范围、分辨率和抗噪性。这种常规布置由于fet410的rdson的温度依赖性导致的非线性而不足，其可以是如上所述的大值。温度变化，也取决于应用的负载，即使对于通过fet410的给定电流，也会产生很大的变化。一个复杂的系统可以实施校准的方法来减少错误，但是这个过程增加了不必要的复杂性和更多的成本。
对于在温度范围内以相对低的成本在功率fet中提供电流感测的方法和装置，持续改进是可取的。
技术实现要素：
在所描述的示例中，功率fet由控制电路来切换，以实施诸如功率管理或电机控制系统之类的系统。功率fet将电流从输入电压供应给耦合到输出端子的负载。至少第一隔离fet耦合到功率fet和比较器放大器。至少一个电流源还连接到比较器放大器输入中的一个，并响应比较器的输出而供应电流，产生随着功率fet中的电流而波动的电流输出。输出电流与负载电流相关，与功率fet的导通电阻和至少一个隔离fet的导通电阻的比值(ratio)成比例，该比例与温度无关。将隔离fet与功率fet共同定位/共置(co-locate)在相同衬底上，最小化由于任何温度失配引起的差异。此外，如果隔离fet是与功率fet相同的类型，则由于过程变化而导致的失配效应也被最小化。
在一个示例中，一种装置包括功率开关，其具有开关控制输入并且具有耦合在电压输入和输出电压端子之间的电流传导路径，其被配置用于响应于耦合到开关控制输入的开关控制信号向负载供应电流；第一隔离开关，其具有耦合在电压输入第一节点之间的电流传导路径，并且具有耦合到隔离开关控制电路的控制端子；比较器放大器，其具有耦合到第一节点和第二节点的一对差分输入，并且具有至少一个输出，比较器放大器被配置为响应于差分输入处的差值而输出电压；以及第一电流源，其耦合在正电源电压和第一节点之间，并且被配置为响应于从比较器放大器输出的电压而输出第一电流。第一电流与通过功率开关的电流成比例，并且与功率开关的导通电阻和第一隔离开关的导通电阻的比值成比例。
在进一步的布置中，该装置进一步包括耦合在输出电压端子和第二节点之间的第二隔离开关；以及耦合在正电源电压和第二节点之间的第二电流源。
在另一种布置中，比较器放大器进一步包括第二输出电压和第二电流源，该第二电流源响应于第二输出电压向第二节点供应电流。
还有在另一种布置中，第一电流和第二电流之间的差值与通过功率开关供应的电流成比例。
还有在另一种布置中，功率开关、第一隔离开关和第二隔离开关每个都包括由常用导体材料形成的场效应晶体管(fet)。在另外进一步的布置中，半导体材料包括氮化镓。还有在另一种替代布置中，半导体材料包括硅。在另一种替代布置中，半导体材料是从主要由硅、碳化硅、砷化镓、氮化镓、砷化铟、锗和硅锗组成的组中选择的一种。在另外进一步的布置中，功率开关、第一隔离开关和第二隔离开关每个都由ganfet器件组成。
在另一种替代布置中，第一隔离开关和第二隔离开关包括相同尺寸的晶体管。还有在另一种布置中，该装置进一步包括第二电流源，其耦合在第一节点和负电源之间，并且从第一节点供应第二电流。比较器放大器的第二节点耦合到输出电压端子，并且第一电流和第二电流之间的差值与通过功率开关的电流成比例。还有在另一种替代布置中，该比例等于功率开关的导通电阻与第一隔离开关的导通电阻的比值。
在另一个示例中，一种方法包括将功率开关的电流传导路径耦合在输入电压端子和输出电压端子之间，用于响应于开关控制电路向输出电压端子处的负载供应电流；将第一隔离开关的电流传导路径耦合在输入电压端子和第一节点之间，并且将第一电流源耦合在正电压电源和第一节点之间，第一电流源具有控制输入；将比较器放大器耦合到第一节点和第二节点；并且将比较器放大器的输出耦合到第一电流源的控制输入；操作功率开关以向耦合到电压输出端子的负载供应电流；操作比较器以控制来自第一电流源的第一电流；以及使用第一电流，计算通过功率开关的负载电流。
在进一步方法布置中，上述方法进一步包括：在电压输出端子和第二节点之间耦合第二隔离开关，并且在正电压电源和第二节点之间耦合第二电流源；耦合比较器放大器的第二输出以控制由第二电流源供应到第二节点的第二电流；操作功率开关以向耦合到电压输出端子的负载供应电流；操作比较器以控制第一电流和第二电流；通过确定第一电流和第二电流之间的差值，计算通过功率开关的负载电流。还有在另一个示例中，上述方法进一步包括将第二电流源耦合到第一节点，以从第一节点到负电压电源供应第二电流；将输出电压端子耦合到第二节点；操作功率开关以向耦合到输出电压端子的负载供应电流；操作比较器以控制第一电流；以及通过确定第一电流和第二电流之间的差值来计算通过功率开关的负载电流。还有在进一步的布置中，在上述方法中，功率开关和第一隔离开关是在公共半导体衬底上形成的fet器件。
还有在另一个示例中，一种集成电路包括：半导体衬底：功率fet，其在半导体衬底上形成，并且具有输入电压端子、耦合到开关控制电路的栅极端子和输出电压端子，功率fet经配置以将电流供应给电压输出端子处的负载；第一隔离fet，其在半导体衬底上形成并耦合在输入电压端子和第一节点之间，并且具有耦合到隔离控制电路的栅极端子；比较器放大器，其具有第二差分输入和耦合到第一节点的第一差分输入，并且被配置为输出对应于第一差分输入处的电压和第二差分输入处的电压之间的差值的电压；以及第一电流源，其耦合在正电压电源和第一节点之间，其被配置为响应于来自比较器放大器的输出电压而输出电流。从第一电流源输出的电流与通过功率fet的电流成比例，并且与功率fet的导通电阻和第一隔离fet的导通电阻的比值成比例。
还有在另一种布置中，集成电路包括：第二隔离fet，其在半导体衬底上形成，并且耦合在输出电压端子和第二节点之间；以及第二电流源，其耦合在正电压电源和第二节点之间，以将第二电流供应给第二节点；第二节点，其耦合到第二差分输入，以及比较器，其具有控制第二电流源的第二输出。第一电流和第二电流之间的差值与通过功率开关的电流乘以功率fet的导通电阻和第一隔离fet的导通电阻的比值成比例。
在另一种替代布置中，集成电路进一步包括第二电流源，其耦合在第一节点和负电压电源之间，并且被配置为从第一节点到负电压电源供应第二电流；以及第二差分输入，其耦合到输出电压端子。第一电流和第二电流之间的差值与通过功率fet的电流乘以功率fet的导通电阻与第一隔离fet的导通电阻的比值成比例。
在另一种进一步的布置中，在上述集成电路中，半导体衬底是用于功率器件的材料(诸如硅、锗、碳化硅、砷化镓、硅锗和氮化镓)之一。
示例实施例允许感测通过功率开关到负载的电流，而且温度依赖性很小。
附图说明
图1是用于估计来自功率fet的负载电流的常规电路的电路图。
图2是用于温度补偿负载电流感测的另一种常规解决方案的另一电路图。
图3是又一种常规负载电流感测布置的另一电路图。
图4是常规电流感测拓扑结构的电路图。
图5是使用示例实施例的一个方面的示例布置的电路示意图。
图6是在3个温度下的功率fet电压vdson的曲线图。
图7是说明使用示例布置获得的功率fet的负载电流估计的跨温度范围的曲线图。
图8是说明使用示例实施例的另一方面的替代布置的电路示意图。
图9是使用示例布置操作的功率fet的负载电流估计的跨温度范围的曲线图。
图10是描绘形成示例实施例的一个方面的方法布置的流程图。
图11是描绘形成示例实施例的另一方面的替代方法布置的第二流程图。
图12是描绘形成示例实施例的另一方面的另一替代方法布置的第三流程图。
具体实施方式
除非另有指示，不同图形中的相应数字和符号一般指代对应的部分。
当术语“耦合”在本文中用于描述元件之间的关系时，术语“耦合”包括“连接”或“直接连接”，并且进一步包括利用中介元件进行的连接，因此更多的元件和各种的连接可能存在于任何元件之间，其被描述为“耦合”。
在示例实施例的一个方面，体系结构降低了从功率晶体管的漏极到源极电压的温度依赖性电流估计。此外，示例体系结构和方法最小化温度和过程变化的影响，以实现更准确的电流isense，其跨广泛的温度范围是稳定的。
图5示出了使用示例实施例的一个方面的布置的电路示意图500。在图5中，功率fet510由控制开关电路512进行切换。针对pwm/pfm开关电路，各种形式的构造和操作是可能的。功率fet510由vin供电，并将负载电流iload提供到输出端子vout处的负载590。耦合到功率fet510的漏极/源极端子的是一对隔离fet520和524。隔离fet由隔离开关电路522进行切换，如电路块所示。在节点535处，隔离fet520耦合到由正电压电源vl供电的电流源i1。在节点537处，隔离fet524耦合到电流源i2，该电流源i2也由电压vl供电。可以使用差分运算放大器(opamp)526实施的比较器放大器具有其耦合到节点535和537的输入。opamp526的差分输出耦合到电流源i1和i2的控制输入。ii和i2的电流镜通过它们的控制被耦合，并被指定为i1m和i2m以及输出电流i1out、i2out。
在电路500中，隔离fet520和524被假设为是相同尺寸并且位于相同衬底上。在一个示例中，电路500可以是包括图5的所有电路元件的单个集成电路；然而，在更多可替代的布置中，fet器件510、520、524可以在集成电路上形成，而电路500的其他部分可以在第二集成电路上制造。在一个特定的示例中，功率fet510和隔离fet520和524可以由氮化镓(gan)半导体材料形成。在另一种替代布置中，可以使用碳化硅(sic)材料制造隔离fet520、524和功率fet510。由gan和/或sic材料制造的fet器件越来越多地应用在功率应用中，因为该材料提供了允许高电压硬切换和软切换转换器在更高频率下操作的fet。该材料还提供了具有更快的切换速度的转换器，并且可以能够在一些应用中减少或消除热沉(heatsink)。在示例制造布置中，ganfets可以在半导体衬底中形成，该半导体衬底被实施为在硅或其他衬底上形成的a1gan材料的外延层。例如，电路500也可以使用利用硅衬底制备的fet来制造，或者其他半导体材料和iii-v材料组合，诸如砷化镓(gaas)、硅锗(sige)、碳化硅、锗或其他已知用于晶体管制备的材料来制造。外延层可以用来形成用于fet器件的半导体材料。在单个衬底或半导体层上的fet的共置归一化了这些组件中的每一个经历的处理变化和热条件，而不管器件封装的热常数。假设vin大于感测电路的击穿电压，那么隔离切换确保只有在功率fet510导通时隔离fet才导通。当功率fet导通时，功率fet漏极-源极两端的电压vdson在感测电路的电压容限内。隔离开关电路的各种形式的构造和操作是可能的。
分析功率fet510两端的电压vdson产生以下关系：
i1xron(520)+vdson(510)＝i2xron(524)方程1
vdson(510)＝i2xron(524)-i1xron(520)方程1.1
因为所有两个隔离fet都是相同尺寸并且被共置，ron可以被假设为对于fet520和524是相同的；以及对于i1，i2＜＜iload：vdson(510)＝rdson(510)×iload，因此：
rdson(510)xiload＝i2xron-i1xron方程1.2
重新排列为：
rdson(510)xiload＝(i2-i1)xron方程1.3
以及对于负载电流的求解：
iload＝(i2-i1)x(ron÷rdson)方程1.4
其中感测电流isense＝(i2-i1)
iload＝isensex(ron÷rdson)方程式1.5
由于3个fet510、520和524共置在公共半导体衬底上，器件的导通电阻变化因子应该跨温度范围被很好地匹配。变化因子可以被表示为从标称值rnom的变化，如下：
rnom*(1+tc*(t-tnom))方程1.6
在一个示例中，隔离晶体管520、524可以与功率fet510相同大小，因为这些隔离晶体管仅用作感测元件。在另一个示例中，这些晶体管将更小，并且可能比功率fet小得多。在布置中使用的导通电阻的比值将量值(quantities)除以大致相等或常用温度系数。当在方程1.5中取比值时，项(ron÷rdson)因此抵消了各个温度系数，并独立于温度对通过功率fet的负载电流进行估计，并且该负载电流与电流i2和i1的差值成比例。电流镜i2m和i1m可以被电路设计者用来输出这些电流作为电流i1out和i2out，因此电路可以根据需要计算负载电流并使用iload信息。输出的一个示例使用是确定负载电流并将信息反馈到控制开关块，从而将负载电流的量限制到功率fet510可以安全地处理的电流值。然而，布置不限于该示例应用，并且通过fet510感测的电流对于其它目的是有用的。
图6呈现在3个温度下的功率fet电压vdson的曲线图600。图6中示出了具有在垂直轴上绘制的fet电压vdson和在水平轴上绘制的时间的曲线图600。在诸如图5所示的功率fet510的模拟测试中，在602和604所指定的时间段内，在3个不同的温度下应用两个阶跃负载。最低的数据线610在27c模拟，中间线612在85c模拟，以及顶部线614在125c模拟。因为fet具有正tc，线614预期具有比室温数据线610高的读数。第一测试负载跨时间跨度602变化，开始大约在1.5a并且增加到5a。观察27c数据线610，vdson通过下降到大约0.2v开始，然后稳定地上升到大约0.9v。上升的vdson电压说明了不断增加的负载电流。在第二测试期间，测试负载跨时间段604恒定在大约5a处。检查27c数据线610，电压vdson在大约0.9v处相当恒定。在604中，高温数据线614在大约1.7v处稳定。跨度620说明了vdson通过大约100度c温度范围大约90％的上升。vdson通过温度上的这种高变化说明了为什么使用电压vdson直接用于估计fet中的负载电流是一种不可靠的方法。
图7是使用功率fet的布置获得的负载电流估计的跨温度范围的曲线图。在图7中，曲线图700呈现在y轴上的增加的毫安电流和x轴上的时间。曲线图700使用如图6所示的相同负载测试说明感测电流isense结果。室温线710(27c)降至低于85c数据线712，该数据线712降至低于125c数据线714。在第一可变负载脉冲期间，在对应于图6中的时间跨度602的时间跨度702中所示，在3个不同温度之间的isense电流几乎是不可区分的。然而，从大约1.5ma到5ma的斜线与增大的负载电流一致，并且对应于图6的时间跨度602中所示的增加的电压vdson。观察时间跨度704，其对应于图6的时间跨度604，数据线与室温数据710分开，其在大约5.0ma处最低，高温度在约5.2ma的最高水平处。由于温度变化引起的isense改变介于4％和5％之间(这是对vdson中显示的90％δ(delta)的巨大改进)。
如由上文所述的曲线图所示，通过使用如示例实施例中的固有电路元件的电阻，并且与常规方法形成鲜明对比，不需要额外的感测电阻器，额外的感测电阻器降低效率，并且可以引入更多的温度依赖性。
在形成示例实施例的另一方面的另一种布置中，在模拟中使用不同的放大器。替换较高增益和较慢的opamp导致小于0.1％的isense变化。然而，较高的增益opamp需要更长的时间来稳定，并导致较慢的响应时间，这限制了对负载电流的频率响应。根据特定应用的需要，各种放大器可用于实施布置的比较器放大器。
图8示出了使用示例实施例的另一方面的电路800的另一电路示意图。在负电源可用的系统中，可以采用仅需要两个fet、功率fet和单个隔离fet的简化电路布置。在图8中，功率fet810由控制开关电路812来切换，如电路块所示。控制/pwm开关电路的各种形式的构造和操作是可能的。当导通时，功率fet810由输入电压vin供电，并提供负载电流iload814给输出电压端子vout处的负载890。耦合到功率fet810的源极端子的是隔离晶体管fet820。隔离fet由隔离开关电路822来切换，如电路块所示。在节点835处，隔离fet820耦合到由正电压电源vl供电的电流源i1。opamp826具有输出电压端子vout和耦合到节点835的其输入。vout是功率fet810和负载890之间的节点。第二电流源i2连接到节点835和负电压电源端子vneg。opamp826的输出耦合到电流源i1和镜像电流源i1m的控制线。在这种布置中，第二电流源不需要控制端子，但是提供从第一节点到负电源的预定电流i2。
在图8中，在电路800中，假设功率fet810和隔离fet820是相同的晶体管类型，并且被形成以及定位于相同半导体衬底上。在一种布置中，电路800的所有电路组件可以被提供在单个集成电路上。然而，在替代布置中，fet810和820可以形成在一个集成电路上，而电路800的其他组件可以形成在其他集成电路上，或者被提供为分立组件。在公共半导体衬底或层上的fet810、820的共置归一化了这些组件中的每一个经历的处理变化和热条件。假设输入电压vin超过感测电路的击穿电压，那么隔离切换确保只有当功率fet810导通时隔离fet820才导通。此外，作为布置的另一特征，隔离切换可以用于在不需要电流感测时关断fet820，以节省功率。当功率fet810导通时，功率fet漏极-源极电流传导路径两端的电压vdson在感测电路的电压容差内。隔离开关电路的各种形式的构造和操作是可能的。
分析功率fet810两端的电压产生以下关系：
(i1-i2)xron(820)＝-vdson(810)方程2
vdson(810)＝(i2-i1)xron(820)方程21
以及对于i1，i2＞＞iload：vdson(810)＝rdson(810)xiload，因此：
rdson(810)xiload＝(i2-i1)xron(820))方程2.3
以及对于负载电流的求解：
iload＝(i2-i1)x(ron÷rdson)方程2.4
其中差分检测电流isense＝(i2-i1)，
iload＝isensex(ron÷rdson)方程2.5
其是从常规布置中的电路500产生的相同关系。
fet810和820为相同类型并被共置，针对这两个器件在上述方程1.6所示的rdson变化因子将跨温度范围很好地匹配。因此，项(ron-rdson)抵消了晶体管的导通电阻的温度系数，并且独立于温度做出负载电流的估计，并且该负载电流与电流i2和i1的差值成比例。电流镜i1m可以由设计者使用以输出i1。由于电路800中的电流i2是已知的，所以可以计算差值i1-i2并用于计算iload。在至少一个示例中，iload信息作为到控制/pwm开关块812的反馈是有用的，从而将负载电流的量限制到功率fet810可以安全处理的值。此外，还可以形成更多的应用。
图9是使用功率fet的图8的示例布置获得的负载电流估计的跨温度范围的曲线图。在与图6所示相同的测试温度下使用相同的测试负载，图9说明了感测电流isense跨测试温度范围从27c到125c的稳定性。在图9中，图900示出了在垂直或y轴上的毫安培的增加的电流和在水平或x轴上的时间，并且说明了图6所示的负载测试的isense测量结果。室温线910(27c)降至低于85c数据线914，该85c数据线912降至低于125c数据线914。在这个模拟测试中，使用具有大约50,000的高开环增益(olg)的标准opamp作为比较器放大器。在与图6中的时间跨度602相对应的时间跨度902中所示的第一可变负载脉冲期间，除了在时间跨度902随后的稳定期(settlingperiod)之外，3个温度之间的电流差几乎不可区分。然而，从大约-4.0ma到1ma的斜线与增加的负载一致，并且对应于图6的时间跨度602中所示的增加的电压vdson。观察时间跨度904，其对应于图6中的时间跨度604，除了在时间跨度904随后的稳定期之外，数据线再次几乎不可区分。由于温度造成的isense变化小于0.05％(这是对vdson中显示的90％δ的巨大改进)。
曲线图900说明通过使用如示例布置中的固有电路元件的电阻，可以准确地感测负载电流，并且不需要额外的电阻器，额外的电阻器降低效率，并且可以重新引入更多的温度依赖性。
图10是说明用于操作功率fet并且感测负载电流的方法布置1000的流程图。在该方法布置中，该方法开始于步骤1001。在步骤1003中，导通功率fet，以从输入电压向负载供应电流。在步骤1005中，隔离晶体管耦合在输入电压和第一节点之间。在步骤1007中，第一电流源耦合到第一节点。在步骤1009中，比较器放大器耦合到第一节点，并且比较器的输出被耦合以控制第一电流源。在步骤1011中，操作比较器来控制第一电流。在步骤1013中，可以使用第一电流和功率fet的导通电阻与第一隔离晶体管的导通电阻的比值来确定通过功率fet的负载电流。因为使用该比值，晶体管的温度依赖性从计算中被去除。
图11是用于替代方法布置1100的步骤的流程图。该方法从框1101开始，开始。在步骤1103中，功率fet被耦合以从输入电压向负载供应电流。在步骤1105中，第一隔离晶体管耦合在输入电压和第一节点之间，并且第一电流源耦合在电源和第一节点之间。在步骤1107，第二隔离fet耦合在负载和第二节点之间，以及第二电流源耦合在电源和第二节点之间。在步骤1109中，两个电流源由来自耦合到第一节点和第二节点的比较器的差分输出控制。在步骤1111中，如上所述，使用两个电流之间的差值和fet的导通电阻与隔离fet中的一个的导通电阻的比值来确定通过功率fet的电流。
图12描绘了还有另一种方法布置1200。在该方法中，负电源是可用的。方法1200在步骤1201开始，开始。在步骤1203处，功率fet耦合在输入电压端子和输出电压端子之间，以向输出端子处的负载供应电流。在步骤1205处，第一隔离fet耦合在输入电压和第一节点之间，以及第一电流源耦合在正电源和第一节点之间。在步骤1207中，第二电流源耦合在第一节点和负电压电源之间。在步骤1209处，比较器放大器耦合到第一节点，并且向负载供电的输出电压端子耦合到比较器放大器的第二差分输入。功率fet被导通以向负载供应电流。在步骤1209，比较器放大器被操作以控制第一电流。在步骤1211，如上所述，通过功率fet的电流可以使用第一电流和第二电流之间的差值以及功率fet的导通电阻和第一隔离晶体管的导通电阻的比值来计算。
还可以对步骤的顺序和步骤的数目进行各种修改，以形成更多的布置。
在所描述的实施例中，修改是可能的，并且在权利要求的范围内，其他实施例是可能的。