本发明描述一种用于处理无线电信号的方法，所述无线电信号由至少两个不相干的发送和接收装置nkse1和nkse2发送、尤其发射，并且分别传递给另外的nkse，并且在那里接收。在此，所述至少两个发送和接收装置配设有至少部分独立的、用于产生信号的设备(信号源)。独立的信号产生引起：不同的nkse的所产生的信号首先不具有彼此间限定的相位相关，即彼此不相干。
背景技术：
在此，分布设置的雷达系统可以是具有至少两个nkse的系统，在所述nkse之间将信号以间接的连接(在物体、散射体或边界层处反射)或以直接的途径(经由视线传播)从至少一个发送器传输给至少一个接收器。雷达网络能够用于借助多个nkse描绘物体场景或者检测物体的特性、如速度或距离或姿态。但是，雷达网络也能够用于确定多个nkse相对彼此的间距或姿态或相对速度。在第一种情况下，通常也称为初级雷达系统并且在第二种情况下称为二级雷达系统或无线电定位系统。
在雷达系统中，寻求尽可能大的空间孔径，以便实现良好的角分辨率。术语孔径在此表示一个面或空间区域，在所述面上或在所述空间区域中设置有多个单独天线——或唯一的天线移动到多个位置处，并且单独天线的信号在发送时组合成一个总信号，和/或在接收之后进行组合。在本发明的上下文中重要的是：信号是相干的、即以限定的相位关联组合。发送和/或接收信号的组合可以在物理上通过波叠加或在接收信号之后以计算的方式进行。在上下文中，也通常称为所谓的孔径合成方法或具有合成孔径的方法。这种孔径装置也以术语mimo、simo或miso已知。mimo(英文为多进多出)在通信技术中或在雷达技术中表示用于使用多个发送和接收天线的方法或传输系统。在mimo系统中，发送器和接收器具有多个天线；在simo系统(英文为单进多出)，发送器具有一个天线并且接收器具有多个天线，并且在miso(英文为多进单出)，发送器具有多个天线并且接收器具有仅一个天线。
如果将一个大的孔径与多个天线元件同步，那么随着孔径大小的增加，问题增加，高频率的信号在该装置之内相干地分布。因此，寻求要么通过在低的频率层面上同步要么借助于后处理寻求分布装置的联合。由此，实现至少部分分开地产生高频信号，理想地能够使用完全独立的子结构单元。当然，由此产生在同步分布式单元的范畴内的技术难度，并且产生对相位噪声的提高的干扰性影响。
在分布式雷达系统中，由于分布到至少两个位置分开的(关于相应另外的发送和接收单元)不相干的发送和接收单元(nkse)在任何情况下都存在如下需求：至少部分独立的信号产生源尤其对于同步和相位噪声分量的影响在至少两个nkse中补偿。当每个nkse中的系统时钟本地产生，例如借助高频振荡器或借助石英振荡器或mems振动器结合高频振荡器和锁相环本地产生时，存在完全独立地产生高频信号。部分独立地产生高频信号例如是将共同的更低频的系统时钟或基准信号分布在nkse之间，从所述系统时钟或基准信号中随后借助于锁相环通过加倍或通过其他的频率比较的机制产生或导出高频信号。
在下文中描述实现同步并且降低相位噪声影响的第一方案。在此，至少两个nkse(大致)在相同的时间经由相同的共有的无线电信道以全双工方法发送和接收。发送和接收信号分别彼此混频，进而在至少两个nkse的每个中形成各一个比较信号。由于交替的和(几乎)同时的传输，在比较信号(也称作为混频信号，中间频率信号，差拍信号)中分别包含两个信号源的信号噪声。比较信号中的至少一个的数据在其由ad转换器采样之后传输给另外的单元，使得在该nkse中存在两个比较信号。通过这两个比较信号与所谓的比较-比较信号关联或相乘，能够强烈地抑制相位噪声的影响，并且实现相干测量。在该过程之后可行的是：借助这种系统也测量能够通过载波频率的多普勒位移来检测速度。
在现有技术中，尤其在具有多个信号分量、即在包括多个目标或多个信号传输路径的信号中，造成干扰。由此，降低可实现的精度和范围。此外，计算耗费高。
技术实现要素：
本发明的目的在于：提出一种用于降低由雷达系统中的相位噪声引起的干扰的方法和系统，所述方法和系统避免所提及的缺点。尤其，应以尽可能小的计算耗费降低干扰。
所述目的通过具有权利要求1的特征的方法以及相应的系统和相应的应用来实现。有利的设计方案尤其是从属权利要求的技术方案。
本发明的主题是一种用于处理nkse之间传输的信号使得形成比较信号的方法，所述比较信号具有有利的特性，所述有利的特性通常实际仅雷达信号才有，所述雷达信号借助仅一个用于产生信号的共同的设备、即借助相干的信号源工作。本发明的主题尤其是一种用于降低干扰效应的方法，所述干扰效应通过多个独立的用于产生信号的设备的不相干的相位噪声引起。该方法尤其有利地能够用于分布设置的雷达系统，所谓的雷达网络。
在雷达信号处理的领域中，期望将接受到的信号转换成尽可能低噪声的中间频率信号，以便实现高的精度和大的范围。在此以在发送器和接收器之间存在多个传播路径为基础。原则上可行的是，进行接收的多路径传播和相关的噪声分量通过借助精确地与可预期的频率协调的滤波器的带通滤波来抑制。然而，在实践中，所述方法可能会差地执行，因为在相应的nkse中采样时间点和本地振荡频率的同步误差仅在受限制的范围内能实现精确地预测在混频过程之后生成的差拍信号。由于这些问题，降低这两个信号的相位噪声的关联，并且相位的评估误差增加。
因此，有利的是具有如下计算步骤的方法，在所述计算步骤中降低或完全抑制相位噪声和同步误差的影响。
根据本发明的方法始于：至少两个nkse几乎同时发送。几乎同时在该上下文中表示：发送信号sigtx1和sigtx2至少在其大部分的信号持续时间上沿两个方向、即sigtx1从n1向nkse2并且sigtx2从nkse2向nkse1传输。发送信号sigtx1和sigtx2的开始时间点的首先未知的差称作为t_off。应寻求尽可能同时的发送时间点，偏移t_off优选应不大于信号持续时间的一半，然而在任何情况下都小于信号持续时间。在此，由于至少部分独立的产生，信号sigtx1和sigtx2具有不相关的信号分量，所述不相关的信号分量可归因于在站nkse1和nkse2中的信号源的相位噪声。
在这种装置中，优选地使用相同的天线以用于发送(tx)和接收(rx)，以便确保传输信道的互易性。在阵列的布置中(例如在mimo中)确保：优选传输路径的至少一个是互易的。尤其适合于实现互易性的是在nkse的至少一个发送和接收路径中使用传输混频器。雷达装置中的传输混频器的示例性的实现形式例如在us6,317,075b1中实施。
作为另外的步骤，于是在每个nkse中形成比较信号(sigc21；sigc12)，更确切地说在相应的接收信号和发送信号之间形成或借助于发送信号的与该发送信号在相位噪声方面相关的分量形成。用于形成所述比较信号的方法对应于专利申请de102014104273a1中的处理方式。
随后，根据本发明，信号噪声和同步误差至少通过在两个阶段中执行接收到的信号的处理得以降低：作为第一步骤，系统的偏差或者在经由操纵信号源接收信号之前和/或经由补偿直接在接收到的信号中进行修正和/或经由补偿在比较信号中进行修正。作为第二步骤，于是例如缩短地评估关联或仅针对期望的偏移范围或在最佳情况下仅在一个偏移值中形成比较-比较信号。
尤其有利地，在第二步骤中，根据本发明，与在de102014104273a1中不同地，不使用乘法以补偿相位，而是使用复信号的加法。使用加法代替乘法能通过处理的之前描述的第一步骤、即通过补偿系统偏差而实现。
信号的乘法或除法为非线性运算。非线性运算总是引起非线性效果，即在此尤其引起信号和噪声分量的所谓的互调。这尤其在具有多个信号分量的雷达信号中，即在包括多个目标或多个信号传输路径的信号中导致干扰。根据本发明提出的复信号加法的使用具有显著优点：即加法是线性运算，由此避免非线性效果，即尤其避免信号和噪声分量的互调。因此，该实施方式通常与用于组合比较信号sigc21和sigc12的方法相比通常引起相位噪声的显著改进的降低。
由此，根据本发明，抑制相位噪声/相位噪声的影响，而不会形成之前提及的附加的干扰影响，如这在de102014104273a1中可预期到。此外，在该方案中技术上是有利的，因为其需要比作为de102014104273a1中的实施方式提出的完全的乘法或关联相比显著更小的计算耗费。
为了能够执行根据本发明的过程，优选首先执行精确的、或者直接的(通过可控的硬件)和/或合成的(计算的)同步，以便(尽可能地)补偿频移。随后，可以使用线性化的考虑，所述线性化的考虑仅在小的残余相位差的情况下引起抵消干扰的相关分量(原理在图3中示出)。
在此，同步能够在测量之前单独地执行，在测量本身的范围内，或随测量之后。在测量的范围内或随此之后的同步时，例如能够经由后续匹配比较信号进行同步。
为了同步能够设有措施或方法，所述措施或方法适合于：直接地(例如借助于tcxo)或以计算的方式(合成同步)将sigtx1和sigtx2源的时钟频率相互匹配。
可以使用用于均衡分布的站中的时钟源的全部已知的方法。用于同步的特别有利的方案是根据专利us7,940,743，根据专利申请de102008010536的方法或基准频率或基准信号的交换。用于fmcw信号测量之内的时钟均衡的另外的方法在下文中描述。
用于均衡时钟源的全部这些方法或者能够要么经由无线电波要么经由电缆连接实施。电缆连接可以表示由电缆引导的电信号或光信号。
替选于或除了用于均衡时钟源的方法，也能够使用极其高质量的时钟源、例如原子钟。
在同步的步骤之后，从比较信号中导出如下信号(sigep21，sigep12)，所述信号相应是如下函数，所述函数作为函数自变量具有信号渡越时间或相应的信号分量的传输信道长度。
于是，例如要么通过专利de10157931中公开的方法，要么通过至少两个nkse的比较信号的关联来确定在站之间的偏移t_off。在此，最大值能够提供偏移。备选地，也能够使用下面针对fmcw信号描述的方法。如之前，该方法能够电缆连接地或借助无线电波来执行。
从信号sigep21中可以确定至少一个函数值f1，所述函数值可配设于特定的渡越时间，并且确定信号sigep12的至少一个另外的函数值f2，所述函数值能够尽可能精确地配设于相同的渡越时间。f1与f2随后相互并置。该并置例如通过两个渡越时间值相加或形成差来进行。
借此，通过信号sigtx1和sigtx2的非相关的信号分量引起的干扰被消除或至少减小，所述信号分量应归因于信号源的相位噪声。
用于降低由雷达系统中的相位噪声引起的干扰的方法，其中
-在不相干的第一发送和接收装置(nkse1)中产生第一信号(sigtx1)并且经由路径(sp)发送、尤其发射，
-在另外的发送和接收单元、尤其不相干的第二发送和接收单元(nkse2)中产生第一信号(sigtx2)并且经由所述路径(sp)发送、尤其发射，
-所述信号(sigtx1和sigtx2)以直接的或间接的途径在相应另外的发送和接收站中接收并且在那里作为接收信号sigrx12和sigrx21继续处理，
-在所述第一发送和接收单元(nkse1)中由其第一信号(sigtx1)和由这样的通过所述另外的发送和接收单元(nkse2)经由所述路径(sp)接收的第一信号(sigrtx2)形成比较信号(sigc12)，并且
-在所述另外的发送和接收单元(nkse2)中由其第一信号(sigtx2)中和由这样的通过所述第一发送和接收单元(nkse1)经由所述路径(sp)接收的第一信号(sigtx1)形成另外的比较信号(sigc21)，
-所述另外的比较信号(sigc21)由所述另外的发送和接收单元(nkse2)传输、尤其是通信给所述第一发送和接收单元(nkse1)，
-在第一步骤中，补偿信号sigc21和sigc12的通过发送和接收单元(nkse2，nkse1)中的系统偏差而引起的偏差，
-在第二步骤中，将出自两个比较信号中的第一比较信号中的或出自从该第一比较信号中推导出的信号中的至少一个复数值用于：匹配两个比较信号中的第二比较信号中的至少一个复数值或从该第二比较信号中推导出的信号的值，并且形成(匹配过的)信号(sigcc)，
-匹配如此进行，使得通过数学运算形成所述复数值的向量和或者向量差，或者形成所述复数值的相位和或者相位差。
不相干的发送和接收单元(nkse)可以理解为如下的发送和接收单元，所述发送和接收单元的发送的信号关于另外的nkse的信号是不相干的(即使第一nkse或另外的nkse的信号本身是相干)。只要在(相应的)发送和接收单元中执行计算、评估或其它方法步骤，就也包括在可能的情况下实体的独立的评估装置，所述评估装置连接在发送和接收单元上。例如，发送和接收单元构成为由尤其一个或多个具有一些少量产生信号或处理信号的部件的天线的装置，而另外的部件、如信号比较单元或评估装置作为结构独立的部件连接到这种装置上。只要能够使用部件，所述部件只要技术上可实现就构成为由进行处理的部件构成的所谓的硬件，和/或作为整体或部分地在处理器中执行的信号或数据处理步骤实施。
通常，在可能的情况下设置的评估装置尤其是一个或多个(两个)发送和接收单元的组成部分或者连在一个或多个(两个)这种发送和接收单元上。在可能的情况下，可以设有实体独立的评估装置，所述评估装置连接到相应的发送和接收单元上或相应的发送和接收单元的其余部件上。替选地，评估装置在可能的情况下能够集成到第一和/或另外的不相干的发送和接收单元中、例如共同的壳体中和/或作为结构单元。
附图说明
下面，根据附图详细阐述一个实施例。
附图示出：
图1示出两个彼此通信的发送和接收单元和其个别部件；
图2示出图1中的部件连同方法流程的说明；
图3在上方示出在同步之前的具有不相干的噪声分量的两个发送和接收单元的差拍信号，并且在下方示出同步之后的具有相干的相位噪声的合成的混频产物；
图4示出在同步之前的两个发送和接收单元的全部斜坡的频谱图。
具体实施方式
如从图1可见，两个发送和接收单元nkse1、nkse2经由无线电接口彼此通信。在此，发送第一或第二信号sigtx1、sigtx2。发送和接收单元nkse1、nkse2分别具有信号源1、用于时钟匹配或比较信号调制的单元2和发送比较单元(sigcomp1，sigcomp2)。
图2附加地分别示出用于相位调制4的单元。在用于相位调制4的两个单元之间进行数据交换。
下面，执行根据本发明的精确的数学推导。在不相干的第一发送和接收单元(nkse1)中，产生第一信号(sigtx1)并且经由路径(sp)发送、尤其发射。在另外的发送和接收单元、尤其不相干的第二发送和接收单元(nkse2)中，产生第二信号(sigtx2)并且经由路径(sp)发送、尤其发射。在此，信号的发射尽可能同时地进行，但是至少时间上彼此相协调，使得两个信号形式优选至少在发送时间的一半重叠。信号源能够完全或部分地独立。
如在通信技术中常见的那样，所使用的发送信号(sigtx1，sigtx2)作为分解成等效的基带信号(bbtx1)和载波信号示出。
因为根据本发明的系统优选应用于距离测量或用于成像，所以优选具有所谓的良好相关特性的信号用作为基带信号。具有良好关联特性的信号例如是宽带的脉冲，噪声信号，伪随机脉冲序列(pn编码)、即例如m序列、黄金码、巴克码，kasami序列，霍夫曼序列，啁啾，线性调频信号(fmcw)，啁啾或fmcw序列等。这种波形在雷达技术和通信技术(特别是在cdma领域)中长期以来并且广泛地已知。
发送和接收单元(nkse1)的发送信号(sigtx1)可以如下描述：
时间偏移t01定义信号sigtx1的发送时间点；
相位项
角频率ωc1表示sigtx1的载波信号的频率。
以相同的方式和方法，可以形成发送和接收单元(nkse2)的发送信号(sigtx2)。适用的是：
发送的信号(sigtx1和sigtx2)——以直接的途径或以在物体上反射的方式——到达至相应另外的发送和接收站，并且在那里接收，并且作为接收信号sigrx12和sigrx21继续处理。
在不相干的第二发送和接收单元(nkse2)处接收的接收信号对应于发送信号(sigtx1)，然而其中所述发送信号的幅值改变并且延迟渡越时间τ21。为了简化数学描述并且不限制一般性的公开内容，全部信号在下文中应作为复数值信号描述。因此适用的是：
如果发送信号(sigtx1)以多个(i个)不同长的传输途径传输给第二发送和接收单元(nkse2)，那么接收信号可以作为幅值加权的和时间延迟的信号的线性叠加如下描述：
与
对于由第二发送和接收单元(nkse2)传输给第一发送和接收单元(nkse1)的信号，相应地适用的是：
或
与
发送和接收单元(nkse1，nkse2)构成为使得其包括信号比较单元sigcomp1、sigcomp2，在所述信号比较单元中发送和接收单元的相应的接收信号与其发送信号并置(verrechnen)——即在nkse1中，信号sigrx12与信号sigtx1并置，并且在nkse2中信号sigrx21与信号sigtx2并置。信号比较单元sigcomp1、sigcomp2在该实施例中构成为混频器mix。即在此，在nkse1中，信号sigrx12与信号sigtx1混频，并且在nkse2中，信号sigrx21与信号sigtx2混频。本身一般性已知的是：混频过程系统理论上可以表达为乘法，或者在两个复正弦信号的情况下，向下混频可以表达为信号之一与另外的信号的共轭复信号(*＝共轭的标记)的乘积。因此适用的是：
形成比较信号的另外的有利的方式在于：nkse1不将信号sigrx12与信号sigtx1混频，而是仅与其载波混频。即：
对于nkse2中的信号，相应地适用的是：
或者在替选的实施方式中：
现在，基于：在nkse中设有如下措施，所述措施负责用于：满足如下条件：
t01＝t02＝t0和ωc2＝ωc1＝ωc
已经在上文中阐述或在下面在一个实施例中还要详述所述措施优选能够如何构成。在该边界条件下得出：
如果基于互易的传输信道，那么还使用适用的是：τ21＝τ21＝τ
在下一步骤中，借助数据通信负责用于：将两个比较信号传输给一个共同的评估装置，并且在那里存在这两者以进行评估。共同的评估装置可以是nkse1、nkse2或另外的评估装置。
现在，在另外的处理步骤中，将两个比较信号的相位相加。在此仅考虑具有相位噪声分量的载波相位，因为仅在该分量中存在未知的相位值并且相加这两个载波相位项得到：
δφ＝(ωcτ+φtx1(t-t0)-φtx2(t-t0-τ))+(ωcτ21+φtx2(t-t0)-φtx1(t-t0-τ21))＝2ωcτ+φtx1(t-t0)-φtx1(t-t0-τ)+φtx2(t-t0)-φtx2(t-t0-τ)
如果考虑渡越时间τ由于电磁波的大的传播速度而通常极其小，并且在振荡器中的决定性的相位噪声分量根据已知的振荡器相位噪声相关典型地随与载波的间距增加强烈下降，并且φtx1或φtx2因此具有突出的低通特性，更确切地说，具有通常显著小于1/τ的截止频率的低通特性如下：
δφ1(t)＝φtx1(t-t0)-φtx1(t-t0-τ)mitδφ1(t)<<φtx1(t)
δφ2＝φtx2(t-t0)-φtx2(t-t0-τ)mitδφ2(t)<<φtx2(t)
根据本发明提出的处理，即在比较信号之一中加上相应另外的比较信号的相位，那么引起：完全显著地降低通过相位噪声引起的干扰。所述相位噪声降低引起目标的更好的可检测性，引起更大的测量范围，并且引起改进的测量精度。
根据所选择的混频拓扑是否使用例如顺位(gleichlage)或逆位(kehrlage)混频器，可行的是：上面示出的相位项具有不同的符号。根据符号，相位项的优选的关联不强制性地是加法，而也可能是减法。重要的是：所述相关引起相位噪声项的减少，并且保留渡越时间相关的相位项、即包括项ωcτ的表达式。此外，普遍已知的是：对于相位值通过复数代表的情况而言，复数彼此相乘、相除或与相应另外的数的共轭复数相乘，以便形成相位的和或差。
用于降低相位噪声分量的可行的优选的变型形式应在下文中描述。在多种情况下有利的是：在不相干的第一和第二发送和接收单元(nkse1、nkse1)中产生相同类型的基带信号，即适用的是：
bbtx1＝bbtx2＝bbtx。
在至少近似互易的无线电信道还基于：
arx12＝arx21＝arx
在该边界条件下得出：
如更容易可见的是：这两个信号除了其相位项之外相同。
尽管存在互易的无线电信道，但是由于电子部件、即例如混频器或放大器等的不同特性而出现信号sigc21和sigc12的稍微不同的幅值。只要信号sigc12和sigc21的幅值不同，信号在此处描述的优选的变型形式中就必须首先以相同的幅值归一化。
在用于形成信号sigc21和sigc12的过程中可能形成附加的系统相位偏移。只要信号sigc21和sigc12的该相位偏移不同，所述相位偏移在此处描述的优选的变型形式中就必须首先被补偿。
对于特定的时间点t，信号sigc21和sigc12可以理解为复数矢量。通过矢量的复数加法，具有不同符号的相位项的向量分量以与上面在相位项加法中描述的相同的方式和方法抵消。因此，用于降低相位噪声分量的可行的优选的变型形式提出：将复数信号sigc12和sigc21相加，即信号如下形成：
sigcc＝sigc12+sigc21
于是，信号sigcc具有比信号sigc12或sigc21显著更小的相位噪声，并且信号sigcc于是还用于距离测量、角度测量或成像的目的。但是重要的是：在信号相加之前，补偿幅值和相位的之前描述的系统偏差，所述偏差引起不同的载波频率和发送时间点。
当然，不必sigc12和sigc21的全部值和还有不一定信号sigc12和sigc21本身相加。但是应当将出自两个比较信号中的第一比较信号或出自从该第一比较信号中导出的信号的至少一个复数值用于：匹配两个比较信号中的第二比较信号的至少一个复数值或从该第二比较信号中形成的信号的值，进而形成信号sigcc的至少一个值，其中匹配如此进行，通过数学运算形成至少两个从sigc12和sigc21导出的复数值的向量和或差，或者形成所述复数值的相位的和或差。
在此需要指出：所提出的混频过程仅为一个可行的设计方案，并且也能够通过替选方法实现相位噪声分量的补偿。因此，例如可以在混频之前已经数字化全部高频信号，即借助模数转换器采样并且全部其他的运算能够以计算的方式或数字地例如在处理器或fpga(现场可编程门阵列)中进行。
原则上，发送的信号sigtx1和sigtx2是经fmcw调制的。在此优选地，(在数学运算之前)将比较信号的频谱以最高值归一化。
下面，描述本发明的具有fmcw信号和多个依次相随的n斜坡的具体的设计方案。在此，nkse发送具有线性上升或下降频率、下文中称作为频率斜坡的多个n信号。随后，从接收的信号中在nkse中产生比较信号并且为了进一步处理而暂存。例如，使用上升和下降斜坡，因为借此能实现以符号正确的方式确定相对速度。
首先，为每个斜坡针对每个接收信道建立差拍信号sigc12和sigc21的各个频谱图。所述频谱图在没有相位信息的幅值图中对于全部n个依次相随的斜坡并排设置。这在图4中针对上升的斜坡示出，在所述上升的斜坡中显示出两个最大值，因为不执行iq混频，而是存在实值的采样信号。在使用在初级雷达中的情况下，对于该步骤必须事先识别在检测范围中的至少一个反射器，并且如之前描述的那样示出。
现在，大范围地截取其中可预期到差拍信号的频带(通过粗略预同步来确保)。此后，分别将第一n/2斜坡的频谱图与第二n/2斜坡沿着频率轴关联(步骤1)。在此发现的最大值描述两个nkse的相对时间漂移(在此可以基于线性函数)。在信号经由一次或多次反射而被接收时，例如也能够经由在两侧上的相对的漂移进行目标识别。
替选地，通过系统经由总线系统的电缆交换其测量信号或大范围的同步信号的方式，尤其初级雷达中也能够经由共同的总线系统确定频率偏差。在此，总线系统尤其是can、flexray、most、千兆以太网系统、usb、或线或ttp。
此后，通过例如在用于匹配时钟或比较信号调制的单元2中与具有相反的频率偏移的复数修正信号相乘的方式，对频谱图中的全部斜坡修正该漂移。不同的斜坡的如此获得的频谱图(相干地)相加，结果从叠加中找到最大值，所述最大值对应于时间偏移(偏移误差)。在初级雷达中，为了选择峰值可以使用属于彼此的峰值的在之前的步骤中进行的识别。
替选地，尤其通过传输测量数据或适当的相关序列的方式，也能够经由共同的总线系统进行时间偏移的确定。
相对时间偏差和相对时间漂移的以该方式求出的参数(＝当前频率偏差)在n个斜坡的整个序列之上取平均值。该结果包含时钟偏差的大部分。附加地，现在，对于每个斜坡和每个站已知：在频谱图中的哪个部位处分别可预期入射信号的能量。
现在，原始绘出的本地的混频信号sigc12和sigc21首先移动整数值tint(在两个站之间的时间偏差描述为δt＝1t01-t021＝tinit+tfrac)，以便获得统一的时基。通过共同的精确的时基，相位噪声更强地相关。现在，例如能够通过使用分数延迟滤波器能够补偿剩余的小的时间误差tfrac。现在，如此移动的信号被修正了偏差的斜坡斜率，所述斜坡斜率基于两个本地振荡的频率偏差δω＝ω1-ω2通过用归一化的复数修正信号卷积或频谱相乘的方式形成，这描述沿相反方向的频率变化。
现在，在再锐化的混频信号中，在用于信道脉冲响应的差拍信号的fft之后分别找到一个峰值。在二级雷达中，取优选最强的峰值或备选地第一峰值，在初级雷达中，必须选取在两侧上含有的相同的峰值。因此，对于两个站处的每个斜坡在具有其所属的相位的评估的间距中得到最大值。所述值原则上对于在互易互易的信道中在往复路径上的测量而言一致。剩余的偏差归因于nkse、例如振荡器的两个信号源1之间的剩余的频率和相位差，其中所述振荡器的相位噪声作为原因。现在，可以绝对地确定精确的频率差，进而进行修正(相位差可以直至180°多值性(在iq混频器中为360°))。通过将斜坡与斜坡之间的相位变化限制于+/-90°来消除该多值性，这也称作为展开(unwrapping)。在精确地修正剩余的相位误差之后，现在两个站的合成的混频信号几乎没有区别。
在该预处理之后，雷达系统的特征性的、系统误差被完全修正，因此两个差拍信号的相移仅还偏差小的值。关于此点，一方面，实现时基和频基的精确的同步，并且另外的方面能够将相位噪声视作为加法值，并且通过线性组合消除。这例如借助于两个nkse处的全部n个斜坡的2d傅里叶变化来进行，最后将幅值归一化的差拍信号加到其上。在引入系统参数(采样速率，斜坡斜率，载波频率)的情况下，该线性组合的结果的最大值为间距和速度的估计值。