四开关升降压变流器中的DCR电流感应的制作方法

本发明涉及并要求于2014年9月24日提出的题为“用于四开关升降压变流器的直流电阻(dcr)感应器电流感应”，申请号为62/054，587的美国临时专利申请(“悬而未决的临时申请i”)的优先权。该悬而未决的临时申请i的公开内容通过引用全部合并于此。

本发明涉及并要求于2014年9月5日提出的题为“用于受开关控制的升压降压调节器的升压峰值-降压电流模式控制”，申请号为62/088，433的美国临时专利申请(“悬而未决的临时申请ii”)的优先权。该悬而未决的临时申请ii的公开内容通过引用全部合并于此。

本发明涉及在四开关升降压电源转换器中测量感应器电流。特别地，本发明涉及利用与虚拟接地有关的阻容(rc)电路来测量感应器电流。

背景技术

四开关升降压电源转换器被用在很多不同的应用场合。这样的电源转换器调整输出电压，该输出电压可能高于、等于或低于输入电压。典型的四开关升降压电源转换器具有单个感应器，并同步操作以在负载电流的很大范围内提供高的效率。在电源转换器中，为了提供过电流保护、不连续模式操作或电流回路调整，通常需要感应器电流感应。然而，在四开关升降压电源转换器中，由于感应器的两个端子经常存在很高的共态噪声，电流感应困难。

图1示出了电源转换器100内的利用感应电阻的第一电流感应技术。例如，这样的技术被用于从德克萨斯州达拉斯的德克萨斯仪器公司获得的lm5118和lm25118电路。如图1所示，电源转换器电路100包括感应器101、二极管104、感应电阻105以及开关102和103。感应电阻105与二极管104串联，并与感应器101的端子连接，当(并且只有当)二极管104导电时感应电阻105感应到感应器101内的电流。然而，这样的构型无法感应感应器101内的峰值电流。

图2示出了四开关电源转换器200的另一个感应器电流感应技术。四开关电源转换器200包括感应器201、开关201-205、输出电容器206和感应电阻207。在“升压(buck)”模式(也就是说，当开关205维持在恒定的“开(on)”的状态)感应电阻207感应谷值感应器电流，并且在“降压(boost)”模式(也就是说，当开关202维持在恒定的“开(on)”的状态)感应电阻207感应峰值感应器电流。该电流感应技术被用在加利福尼亚州米尔皮塔斯的凌力尔特公司(lineartechnologycorporation)的ltc3780、ltc3789、lt3791、lt8705电路。

图1和2的技术有了两个缺点。第一，图1的感应电阻105和图2的感应电阻207只感应它们相应的感应器电流的一部分，因为每个感应电阻都依赖于一个开关构型，该开关构型允许流入相应的感应器的电流流过该感应电阻。第二，图1的感应电阻105和图2的感应电阻207都消耗电力，这可能导致在相应的电路中产生热量。同时，利用大功率、高精度的感应电阻提高了系统成本和电路覆盖区。

另一种被称为“dcr感应器电流感应设计”的电流感应方法已经被广泛应用于升压变流器或降压变流器中。图3示出了四开关升降压变流器300中的dcr电流感应设计的一个例子。如图3所示，四开关升降压变流器300包括开关305-308、感应器303和输出电容器309。图3中由dcr电阻304代表感应器303的等效直流(dc)阻抗rdcr。通过提供串联连接的感应电阻301和感应电容器302，其与感应器303(和等效dcr电阻304)并联。dcr感应器电流感应设计意在匹配感应器电流il的时间常数，感应器电流il是感应器303的电感l和它的等效直流阻抗rdcr的比值(即l/rdcr)，时间常数是感应电阻301的阻抗rs和感应电容器302的电容cs的乘积。在这样的设计中，通过感应电容器302的受感应电压vsense与感应器电流il和直流阻抗rdcr的乘积成正比(即vsense＝il*rdcr)。然而，正如文章“用于极化调制的10mhz电流模式4开关升降压变流器(4sbbc)”(帕克等，发表于23届应用电力电子会议的会议录，1977-1983页)所解释的，由于变流器内输出开关的转换，轨到轨(rail-to-rail)共模电压范围和受感应的电压内的高共态噪声使得电流感应电路复杂且难于实现。

技术实现要素：

根据本发明的一个实施例，用于测量感应器内电流的感应器电流感应电路包括(a)第一rc网络，其耦接在感应器的第一端子和参考电压源之间；以及(b)第二rc网络，其耦接在感应器的第二端子和参考电压源之间。第一rc网络和第二rc网络均具有与电感和直流阻抗的比值基本相等的时间常数。对其电流进行测量的感应器可以是四开关升降压变流器的原级感应器，该四开关升降压变流器接收输入电压并提供输出电压。

在一个实施例中，参考电压源提供虚拟参考接地，该虚拟参考接地可以通过去耦电容器连接至系统参考接地。当四开关升降压变流器在升压、降压、升降压模式运行时虚拟参考接地可以分别与输出电压、输入电压以及经过感应器的电压的平均值相关。

在一个实施例中，感应器电流感应电路还可以包括第三感应电容器，该第三感应电容器连接在第一rc网络和第二rc网络之间，且第三感应电容器的电容大于第一rc网络和第二rc网络中每一个的有效电容。

根据本发明的另一个实施例，用于测量感应器内电流的感应器电流感应电路包括(a)与感应器串联的感应电阻；(b)耦接在感应电阻的第一端子和参考电压源之间的第一rc网络；以及(c)耦接在感应电阻的第二端子和参考电压源之间的第二rc网络。第一rc网络和第二rc网络均可以具有与感应器的电感和感应器的等效直流阻抗的比值基本相等的时间常数。第一rc网络和第二rc网络均可以包括(a)感应电容器；(b)耦接在感应电阻的第一端子/第二端子和感应电容器的第一端子之间的第一电阻；隔流电容器，其端子与感应器的端子耦接；以及耦接在感应电容器的第一端子和隔流电容器的另一端子之间耦接的第二电阻。第二rc网络的第二电阻与第二rc网络的第一电阻的阻值的比值减去一可以基本上等于感应器的感应电阻与等效直流阻抗的阻值的比值。第一rc网络和第二rc网络的隔流电容器的电容分别大于第一rc网络和第二rc网络内相应的感应电容器的电容。

利用本发明的方法所感应的感应器可以被用于控制四开关升降压变流器的开关。例如，这样的控制的例子可以在悬而未决的临时专利申请ii中找到。

需要说明的是，在测量感应器内电流的方法的实施例中，该方法包括测量第一rc网络的节点和第二rc网络的节点之间的电压。

在考虑了结合附图所进行的如下详细说明的基础上，本发明可以被更好地理解。

附图说明

图1示出了电源转换器100内的利用感应电阻的第一电流感应技术。

图2示出了四开关电源转换器200的另一个感应器电流感应技术。

图3示出了四开关升降压变流器300内的dcr电流感应设计的一个例子。

图4示出了根据本发明的一个实施例的的四开关升降压变流器400，其实施了dcr电流感应方法。

图5示出了根据本发明的一个实施例的四开关升降压变流器500，其通过将rc过滤器410和420连接到虚拟接地，从而消除了感应电容器402-a和402-b的直流偏压。

图6示出了根据本发明的一个实施例的四开关升降压变流器600，其在升降压模式运行时提供比图5的四开关升降压变流器500更强大的性能。

图7示出了根据本发明的一个实施例的四开关升降压变流器700，其利用感应电阻701，而不是感应器303的直流阻抗，来感应感应器303的电流。

图8示出了根据本发明的一个实施例的四开关升降压变流器800，其提供了经过节点isense+和isense-的感应电容器801以及虚拟接地节点802。

在这些附图中，相似的构件被赋予相似的附图标记。

具体实施方式

图4示出了根据本发明的一个实施例的的四开关升降压变流器400，其实施了dcr电流感应方法。相对于图3中的四开关升降压变流器300(该四开关升降压变流器300提供了与感应器303并联连接的感应电阻301和感应电容器302，四开关升降压变流器400提供了rc过滤器410和420，rc过滤器410由感应电阻401-a和感应电容器402-a组成，rc过滤器420由感应电阻401-b和感应电容器402-b组成。经过rc过滤器410和420内的节点isense+和isense-的感应电压分别代表经过开关节点sw1和sw2的差分电压。通过将时间常数l/rdcr与rc过滤器410和420内的时间常数rscs匹配，受感应的电压vsense直接与感应器电流il和感应器303的直流阻抗rdcr成比例，并且vsense＝isense+-isense-＝il*rdcr(如图4)

在图4的实施例中，可获得无损耗全感应器(full-inductor)感应电流，同时没有高的共态噪声。然而，感应电容器402-a和402-b应该保持很好的高度匹配，用来消除任何瞬态微分误差(differentialerror)。例如，这样的匹配可以通过将两个感应电容器装配在相同的硅衬底上来实现。同时，感应电容器402-a和402-b的直流偏压根据输入和输出电压而变化。优选地，感应电容器402-a和402-b应该通过具有低压系数的电容器来实现，使得在很大电压范围内都保持匹配的时间常数。

图5示出了根据本发明的一个实施例的四开关升降压变流器500，其通过将rc过滤器410和420连接到虚拟接地，从而消除了感应电容器402-a和402-b处直流偏压。如图5所示，不是将感应电容器402-a和402-b连接到系统接地，而是将感应电容器402-a和402-b耦接到虚拟接地，该虚拟接地可以是不同的参考电压，其取决于操作模式。例如，在升压模式(即：开关308总是导电的操作模式)，虚拟接地可以被耦接到输出电压vout。在降压模式(即：开关305总是导电的操作模式)，虚拟接地可以被耦接到输入电压vin。在升降压模式，虚拟接地可以被控制以跟踪节点sw1和sw2的平均电压。去耦电容器501保持任何模式开启期间的虚拟接地的电压以及瞬态电压偏移。在图5的四开关升降压变流器500中，电阻401-a和401-b以及感应电容器402-a和402-b也被设计为匹配感应器电流il的时间常数(即：l/rdcr＝rscs；见图5)。优选地，在升降压模式，虚拟接地被很好地保持，以避免由于瞬变期间感应电容器402-a和402-b的不匹配导致的任何误差。同时，感应电容器402-a和402-b应该高度匹配，以避免升降压模式操作中的瞬态误差。

图6示出了根据本发明的一个实施例的四开关升降压变流器600，其在升降压模式运行时提供比图5的四开关升降压变流器500更强大的性能。除了感应电容器402-a和402-b(均提供电容cf)，四开关升降压变流器600还包括感应电容器601(具有电容cs)，因此四开关升降压变流器600提高了瞬态性能。在四开关升降压变流器600，感应器电流il的时间常数根据方程(见图6)来匹配。在该方程中，括号内的项可以被设计为使得电容器601的电容cs是显著的(即电容cf被选择为比电容cs小很多)，以允许电容cs在感应器电流内匹配时间常数。因为该途径降低了感应电容器402-a和402-b的敏感度，由电容器402-a和402-b之间的电容的不匹配引起的任何影响被显著减小。

执行了模拟来研究图6的四开关升降压变流器600内的改进的dcr电流感应方法。在该模拟中，感应器303被配置为电感l＝4.7uh，直流阻抗rdcr＝10mω，感应电阻401-a和401-b均被配置为阻抗rs＝33.33kω，并且感应电容器601被配置为具有0.0047uf的名义电容cs，电容器402-a和402-b分别被配置为具有0.0037uf和0.0057uf的电容，以模拟电容器402-a与402-b之间的名义电容cf不匹配为10％。在该模拟中，四开关升降压变流器600在升降压模式下运行。一开始输入电压在0.1微秒内从0伏上升至10伏，然后在10伏保持了0.4微秒，之后被允许在0.15微秒内上升至13伏，维持此值直至2.0微秒。在该时间段内，一开始输出电压为零，但是经过0.7微秒上升至大约15伏，并被维持该值直至1.3微秒，此时其突然降至零。在整个模拟周期，发现感应器303内的电流与基于经过电容器601的电压降而测量的电压的差值并不显著。电容器402-a和402-b的10％的不匹配被评估为导致小于4毫伏的瞬态电压经过感应电容器601。

对于高精度运行，可以配置感应电阻来取代dcr304(即感应器303的直流阻抗)，这是因为感应器的直流阻抗的可靠性相对较低。图7示出了根据本发明的一个实施例的四开关升降压变流器700，其利用感应电阻701来感应感应器303的电流。如图7所示，感应电阻701具有阻抗rsense，其被串联连接至感应器303(电阻701可以被连接至节点sw1或节点sw2，即感应器303的任何一侧)。感应电阻701的端部分别通过串联连接的由感应电阻401-a和401-b以及感应电容器402-a和402-b形成的直流电路而耦接到地面。另外，电阻703-a和703-b以及隔流电容器702-a和702-b形成两个rc电路，它们分别将节点isense+和isense-连接至节点sw2，节点sw2位于感应器303的远离感应电阻701的那一端。隔流电容器702-a和702-b均被选择以具有电容cblock，该电容cblock小于感应电容器402-a和402-b中各自的电容cs。如图7所示，电阻401-a和703-b均具有阻抗r1，并且电阻401-b和703-a均具有阻抗r2。在这样的构型中，电容cs和电阻值r1和r2可以被选择，使得电阻401-b和感应电容器401-b的rc时间常数可以与感应器303匹配(即)，同时维持阻抗关系(见图7)。经过节点isense+和isense-的电压降vsense由感应器电流il和感应阻抗的rsense乘积得到。

如关于图5和6的上述讨论，虚拟接地技术和提供经过isense+和isense-的感应电容器以避免电容器402-a和402-b的电容不匹配的影响，也可以应用于图7的四开关升降压变流器700。图8示出了根据本发明的一个实施例的四开关升降压变流器800，其提供了经过节点isense+和isense-的感应电容器801以及虚拟接地节点802。如图8所示，去耦电容器(具有电容cdcouple)将虚拟接地节点802与真正的参考接地隔离开。虚拟接地节点802的电压可以被控制以与节点sw1、节点sw2的平均电压或他们的平均值相等。在图8的四开关升降压变流器800的构型中，通过将感应电容cs选择为大于电容器402-a和402-b的电容cf，并远远小于电容cblock，根据方程)匹配感应器303的时间常数，同时维持阻抗关系经过节点isense+和isense-的电压降vsense由感应器电流il和感应阻抗的rsense的乘积得到(见图8)。当然，正如图7的四开关升降压变流器700，电阻701可以被连接至节点sw1或节点sw2，即感应器303的任何一侧。

本发明被应用于需要感应器电流感应的任何应用中，诸如对平均感应器电流进行感应。图4-6中示出的方法可以被用于通过高通或低通滤波来改进感应器电流，这样提供无损耗方法来感应连续感应器电流，而不引起直流误差。本发明的方法适于用在四开关升降压变流器的电压模式控制或电流模式控制。本发明可以在集成电路中实施。

提供上述详细说明是为了说明本发明的具体实施例，而不意在限制。可以在本发明的范围内做出多种修改和变化。在如下权利要求中对本发明进行阐述。