可变增益放大器辅助的陷波滤波器脉冲调制连续波干扰抑制方法与流程

本发明属于gnss接收机抗干扰技术领域，具体涉及一种可变增益放大器辅助的陷波滤波器脉冲调制连续波干扰抑制方法。

背景技术：

卫星导航技术广泛应用于航空、航天、航海和许多民用领域，可以应用于日常生活中，可以为电力、邮电和通信等网络系统授时与校频，可以应用在大地测量、地壳运动监测和救灾减灾等重要任务中，最重要的是，可以应用于军事领域，如提高制导武器目标命中率、保障作战人员精确投放和收回。

然而卫星信号发射功率低，又在自由空间中经过两万多公里的长距离传播，损耗极大，且易受复杂环境中的干扰威胁。压制式干扰是一种恶劣的大功率射频干扰信号，它通过抬高导航接收机接收信号电平，恶化接收信号信噪比，使导航接收机定位精度下降甚至无法定位。压制式干扰可依据干扰信号带宽分为宽带干扰、窄带干扰和连续波干扰，连续波干扰可进一步依据时域的连续性和离散型分为时域连续的连续波干扰和时域离散的连续波干扰两种类型。脉冲调制连续波干扰是一种典型的时域离散的连续波干扰。

为了有效压制卫星信号，通常连续波干扰中心频率为卫星信号的载波频率，且干扰信号功率大于卫星信号功率。这种干扰又称为瞄准式干扰，干扰频率集中，干扰能量利用率高，干扰效果好，能够造成接收机定位精度下降、环路失锁甚至无法捕获有用的卫星信号。由于连续波干扰容易产生、存在范围广、危害大，针对连续波干扰的抑制算法是当前的研究热点。为了提高接收机抗连续波干扰能力，国内外学者分别从时域、频域和空域等角度展开研究。与时域连续的连续波干扰相比，脉冲调制连续波干扰不仅能够压制卫星信号，还能够进一步造成有用信号的损失。目前应用最为广泛的陷波滤波器(notchfilter)是一种频域滤波方法，它能够有效抑制连续波干扰，但无法弥补有用信号损失，因而无法改善卫星信号载噪比下降、接收机相关器输出幅值下降等后果。因此，脉冲调制连续波干扰(pulsedcwi)抑制技术需要在传统的连续波干扰抑制技术的基础上加以改进。

技术实现要素：

本发明针对上述问题与难点，在传统的连续波干扰抑制技术的基础上加以改进，提出了一种可变增益放大器辅助的陷波滤波器脉冲调制连续波干扰抑制方法，通过可变增益放大器对传统陷波滤波器进行辅助，实现脉冲调制连续波干扰的有效抑制，并能对损失的有用信号进行补偿，为后续的高精度跟踪与定位提供了基础。

本发明公开一种可变增益放大器辅助的陷波滤波器脉冲调制连续波干扰抑制方法，包括以下步骤：

陷波滤波器对输入的混合信号进行滤波，所述混合信号包括gnss中频数字信号和脉冲调制连续波干扰信号；

对滤波后的混合信号进行载波剥离，将混合信号与正弦载波复制信号和余弦载波复制信号分别混频，得到混合信号与正弦载波复制信号的混频结果ip(t)以及混合信号与余弦载波复制信号的混频结果qp(t)；

对滤波后的混合信号进行幅值检测，可变增益放大器根据幅值检测结果输出相应的补偿系数gain；

基于可变增益放大器输出的补偿系数gain，对混频结果ip(t)进行补偿，得到补偿后的混频结果ipamp(t)；

根据qp(t)及补偿后的混频结果ipamp(t)求取并输出经滤波和补偿后的信号幅值的实际值a(t)；

其中，所述ip(t)和qp(t)的计算公式分别为：

ip(t)＝ad(t)cos(ωet+θe)

qp(t)＝ad(t)sin(ωet+θe)

式中，a为混合信号幅值，d(t)为导航数据，ωe为混合信号频率，θe为混合信号相位；

其中，所述补偿后的混频结果ipamp(t)的计算公式为：

ipamp(t)＝ip(t)·gain

式中，gain为可变增益放大器输出的补偿系数；

其中，所述对滤波后的混合信号进行幅值检测是指对混合信号中心频率处的幅值进行检测，且当检测到混合信号中心频率处的幅值大于等于预设门限值时，gain＝1；当检测到混合信号中心频率处的幅值小于等于预设门限值时，gain＝k2·r(t)，k2为可变增益放大器的增益常量,r(t)为自适应机构输出的反馈系数；所述实际值a(t)的计算公式为：

作为一种优选方案，自适应机构输出的反馈系数r(t)由以下方法获得：

将当前输出的实际值a(t)与参考值aref(t)作差，得到误差信号ε(t)；

ε(t)＝a(t)-aref(t)

将误差信号ε(t)输入自适应机构，计算得到反馈系数r(t)；

r(t)＝k1·ε(t)

式中，k1为误差信号的权重系数。

作为一种优选方案，所述参考值aref(t)通过以下方法计算获得：

将载波剥离得到的ip(t)和qp(t)进行存储，当存储的ip(t)和qp(t)的数据长度达到预设长度时，根据预设算法计算ip(t)和qp(t)的参考值ipref(t)和qpref(t)，然后根据参考值ipref(t)和qpref(t)求得信号幅值的参考值aref(t)；所述参考值aref(t)的表达式为：

作为一种优选方案，预设算法包括均值法或估计法，即计算预设长度内所有存储的ip(t)的平均值或估计值，并将其作为ip(t)的参考值ipref(t)，以及计算预设长度内所有存储的qp(t)的平均值或估计值，并将其作为qp(t)的参考值qpref(t)。所述估计法可采用最小二乘法。所述预设长度为0～1000ms内存储的数据长度。

作为一种优选方案，所述预设门限值为由脉冲之间不受干扰的gnss信号的幅值的平均值。

作为一种优选方案，陷波滤波器的陷波频率瞄准干扰信号的频率，反复调整陷阱深度，直至陷阱深度等于脉冲调制连续波干扰信号的功率减去gnss中频数字信号的功率。

作为一种优选方案，陷波滤波器的z域传递函数为：

式中，z表示离散系统的传递函数因子，re表示实部，z0＝exp(2πf0)，f0表示陷波滤波器的陷波频率，kα表示可调参数，其中，z0决定了陷波频率，kα决定了陷波带宽和深度。

令f0＝fif，即陷波滤波器的陷波频率等于脉冲调制连续波干扰的中心频率，反复调试参数kα，使陷波滤波器的陷阱深度等于脉冲调制连续波干扰信号的功率减去gnss中频数字信号的功率；

在此过程中，陷波滤波器的陷阱深度depth应调整为：

depth＝pj-pc

式中，pj为干扰功率，pc为gnss信号功率；

作为一种优选方案，所述gnss中频数字信号的表达为：

式中，as为gnss中频信号幅值，c(t)为c/a码、d(t)为导航数据，fif、fdop、分别为gnss中频数字信号的中心频频、多普勒频移、载波初相位；

所述脉冲调制连续波干扰信号的中心频率与gnss中频数字信号的载波频率一致，因此，干扰信号可表达为：

式中，aj为干扰信号经过下变频后的幅值，fif、分别为脉冲调制连续波干扰信号的中心频率、载波初相位。

本发明具有以下有益效果：

1)通过陷波滤波器滤除脉冲调制连续波干扰，提高接收机环路抗干扰能力；通过可变增益放大器补偿损失的有用信号，提高信号载噪比；因此，本发明结合了陷波滤波器与可变增益放大器的优点，在滤除脉冲调制连续波干扰后，对损失的有用信号进行了补偿，为后续的高精度跟踪与定位提供了基础。

2)该方法通过软件算法完成，既保证了算法的灵活性，又具有低成本的优势；

3)该方法能够保证导航接收机在受强功率的脉冲调制连续波干扰下的卫星信号的捕获与跟踪能力，提高了导航接收机对压制式干扰攻击的承受程度，增强了导航接收机的抗压制式干扰能力，且结构简单，容易实现，具有重要工程意义。

附图说明

图1可变增益放大器辅助的陷波滤波器脉冲调制连续波干扰抑制方法的流程示意图；

具体实施方式

本发明公开的可变增益放大器辅助的陷波滤波器脉冲调制连续波干扰(简称脉冲干扰)抑制方法，具体可通过软件算法完成，主要包括混合信号幅值检测模块、陷波滤波器、载波剥离模块、可变增益放大器、存储模块、运算模块、估计模块、减法模块和自适应机构等程序模块。

脉冲调制连续波干扰和gnss中频数字信号混合后的混合信号输入到陷波滤波器进行滤波；陷波滤波器输出滤波后的混合信号，滤波后的混合信号输入到载波剥离模块，输出混合信号与正弦载波复制信号的混频结果ip(t)以及混合信号与余弦载波复制信号的混频结果qp(t)；对ip(t)进行补偿得到ipamp(t)；ipamp(t)和qp(t)输入运算模块，输出平方根值a(t)，即当前信号幅值的实际值。

同时，混合信号幅值检测模块对陷波滤波器滤波后输出的混合信号进行幅值检测并输出检测结果，若检测的幅值小于门限值，可变增益放大器输出补偿系数，对ip(t)进行放大，放大后的ip(t)和qp(t)一起输入存储模块；若检测的幅值大于等于门限值，ip(t)和qp(t)直接输入存储模块；存储模块存储预设时间(0～1000ms)内的ip(t)和qp(t)，并输入到运算模块或估计模块；运算模块或估计模块输出参考值ipref(t)和qpref(t)，并输入运算模块，输出平方根值aref(t)，即信号幅值的参考值。

aref(t)和a(t)输入减法模块，输出误差信号，误差信号输入自适应机构，输出反馈系数；反馈系数输入可变增益放大器，输出调整后的补偿系数；调整后的补偿系数对当前时刻的ip(t)进行放大。

需要说明的是，在实际应用中，在gnss信号受到干扰的场景里，开始的一段时间内，接收机只接收到gnss信号，一段时间后才受到干扰。所以，在一开始没有受到干扰的情况下，不需要对信号进行真正补偿，即可变增益放大器输出的补偿系数值为1(相当于未补偿)。

还需要说明的是，在上述计算中，考虑到在ip(t)和qp(t)变化周期为20ms，每隔20ms，ip(t)和qp(t)的符号可能会由正变负、由负变正、或者不变，直接求差不能很好地反映误差变化，所以求两者的平方根，再求当前时刻的平方根值与参考平方根值的差。

实施例公开一种可变增益放大器辅助的陷波滤波器脉冲调制连续波干扰抑制方法，具体包括以下步骤：

步骤一、在接收机输入端接收到1ms脉冲调制连续波干扰信号(又称连续波干扰或干扰信号)和gnss中频数字信号(又称gnss信号)混合而成的中频数字混合信号，此时，gnss信号受到强干扰影响，载噪比下降，部分有用信号丢失。

其中，gnss中频信号可表达为：

式中，as为gnss中频信号幅值，c(t)为c/a码、d(t)为导航数据，fif、fdop、分别为载波信号中频、多普勒频移、载波初相位。

由于通常连续波干扰信号的中心频率与gnss信号的载波频率一致，均为卫星信号的载波频率，因此，干扰信号可表达为：

式中，aj为干扰信号经过下变频后的幅值，fif、分别为干扰信号的中心频率、干扰信号初相位。

步骤二、中频数字混合信号输入陷波滤波器，并对混合信号进行滤波，陷波频率瞄准干扰信号频率，陷阱深度反复调整，直至陷阱深度等于脉冲调制连续波干扰功率减去gnss信号功率，以确保有效滤除脉冲调制连续波干扰的同时保留大部分有用信号。

陷波滤波器的z域传递函数为：

式中，z表示离散系统的传递函数因子，re表示实部，z0＝exp(2πf0)，f0表示陷波滤波器的陷波频率，kα表示可调参数，其中，z0决定了陷波频率，kα决定了陷波带宽和深度。

令f0＝fif，即陷波滤波器的陷波频率等于脉冲调制连续波干扰的中心频率，反复调试参数kα，使陷波滤波器的陷阱深度等于脉冲调制连续波干扰功率减去gnss信号功率，充分滤除脉冲调制连续波干扰，并保留尽可能多的有用信号。在这一过程中，陷波滤波器将造成一部分卫星信号的损失，这一损失相比脉冲调制连续波干扰造成的有用信号损失很小，可以忽略不计。

在这一过程中，陷波滤波器的陷阱深度depth应调整为：

depth＝pj-pc(4)

式中，pj为干扰功率，pc为gnss信号功率。

经过陷波滤波后，混合信号中的脉冲调制连续波干扰得到抑制，但损失的有用信号还没有得到补偿，因此，在此过程中还需要对滤波后的信号进行幅值检测，若检测到的信号幅值小于预设门限值，则有用信号损失超过承受范围，需要进行幅值补偿，否则，说明有用信号损失在承受范围内，不需要进行补偿。

本发明采用混合信号幅值检测模块检测混合信号中心频率处的幅值，若幅值大于等于预设门限值，则不需要补偿混合信号的幅值，若混合信号中心频率处的幅值小于预设门限值，则对混合信号进行幅值补偿，具体可采用可变增益放大器对卫星信号进行幅值放大，以提高卫星信号的载噪比。由于本专利对脉冲调制连续波干扰进行抑制，在两个脉冲周期间，gnss信号不受干扰，因此，此处的预设门限值由脉冲之间不受干扰的gnss信号的幅值平均值给出，即公式(1)中as的平均值。

步骤三、对滤波后的混合信号通过载波剥离模块进行载波剥离模块，将混合信号与正弦载波复制信号和余弦载波复制信号分别混频，分别得到ip(t)和qp(t)。

其中，混合信号与正弦载波复制信号混频，得到ip(t)可表达为：

ip(t)＝ad(t)cos(ωet+θe)(5)

混合信号与余弦载波复制信号混频，得到qp(t)可表达为：

qp(t)＝ad(t)sin(ωet+θe)(6)

式中，a为混合信号幅值，d(t)为导航数据，ωe为混合信号频率，θe为混合信号相位。

步骤四、可变增益放大器根据混合信号幅值检测模块的结果输出相应的补偿系数，通过运算模块求取当前经补偿后的信号幅值的实际值a(t)。

通过可变增益放大器对有用信号进行幅值补偿，提高混合信号与正弦载波复制信号混频结果ip(t)，放大后的混合信号与正弦载波复制信号的混频结果ipamp(t)可表达为：

ipamp(t)＝ip(t)·gain(7)

相应的，实际值a(t)计算公式如下：

式中，gain为可变增益放大器输出的补偿系数，当混合信号幅值检测模块检测混合信号中心频率处的幅值大于等于预设门限值，gain＝1；当混合信号幅值检测模块检测混合信号中心频率处的幅值小于等于预设门限值，gain＝k2·r(t),k2为可变增益放大器的增益常量,r(t)为自适应机构输出的反馈系数。

若输出信号r(t)增大，则可变增益放大器的补偿系数增大；若输出信号r(t)减小，则可变增益放大器的补偿系数减小。可变增益放大器采用调整后的补偿系数补偿损失的有用信号，从而提高信号的载噪比。

通过减法模块对当前输出的实际值a(t)与计算得到的参考值aref(t)作差，得到误差信号ε(t)；将误差信号ε(t)输入自适应机构，可计算得到反馈系数r(t)。

其中，将a(t)与aref(t)进行相减运算，得到的运算结果即输入自适应机构的误差信号ε(t)，可表达为：

ε(t)＝a(t)-aref(t)(9)

其中，自适应机构的控制律可表达为：

r(t)＝k1·ε(t)(10)

式中，k1为误差信号的权重系数,可表达为：

需要说明的是，这里的自适应机构实际上就是安装有相关控制算法的计算机。控制律指自适应机构的控制算法。自适应机构的输出信号r(t)即作为可变增益放大器对补偿系数进行自动调整的依据。

其中，所述参考值aref(t)可通过以下方法计算获得：

将一定数据长度(例如，0～1000ms)的ip(t)和qp(t)保存至存储模块，以便获得稳定的ip(t)和qp(t)；然后，通过运算模块或估计模块，分别计算0～1000ms内保存的所有ip(t)和qp(t)的参考值ipref(t)和qpref(t)；再通过运算模块求得平方根的参考值aref(t)。

具体的，可通过运算模块求取存储模块中0～1000ms的ip(t)的平均值，或者通过估计模块(例如可采用最小二乘估计法)根据存储模块中0～1000ms的ip(t)求取ip(t)的估计值，将ip(t)的平均值或估计值作为ip(t)的参考值ipref(t)。同样的方法，也可得到qp(t)的参考值qpref(t)。

通过运算模块求取实际值a(t)的参考值aref(t)的表达式为：

综上可见，本发明对需要进行幅值补偿的混合信号，通过可变增益放大器对有用信号进行幅值补偿，提高混合信号与正弦载波复制信号混频结果ip(t)，从而提高信号载噪比。由此，受到干扰而降低的ip(t)值得到了放大，信号载噪比c/n0得到了改善。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。