一种对扩频码多普勒效应的消除方法与流程

本发明涉及卫星通信领域，尤其涉及一种对扩频码多普勒效应的消除方法。

背景技术：

卫星测控系统中常采用直接序列扩频信号实现精确测距和抗干扰，而扩频信号的准确同步是以精确测距为前提。卫星相对于地面测控站处于高速相对运动状态，导致星载应答机与地面测控站之间的扩频测控信号存在很大的多普勒频移，具体表现为信号的载波多普勒频偏和扩频码多普勒效应。

扩频信号的捕获问题归结为通过接收-本地信号扩频码相位差和多普勒频偏的二维搜索，找到接收-本地信号最大相关峰。因此接收机电路必须消除接收信号中扩频码多普勒值，否则接收-本地信号的码相位差会因扩频码多普勒值而随累积时间增加而增大，当收发扩频码相位差超过1个码片时，信号捕获概率会急剧降低。

当前基于fpga平台的直接序列扩频信号捕获系统中，常使用并行的多路具有不同扩频码多普勒值的码相关器消除直扩信号的码多普勒。这种方法概念简单易于实现，但需要消耗大量rom和乘法资源，而且当扩频码多普勒值越大，消耗的fpga运算资源越多。由于星载fpga芯片信号处理资源非常宝贵，因此迫切需要寻找有效且节约资源的扩频码多普勒值消除方案。

技术实现要素：

本发明主要解决的技术问题是一种对扩频码多普勒效应的消除方法，解决卫星通信现有技术中的由于多普勒效应对扩频码捕获带来的计算复杂性问题和硬件资源消耗问题。

为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是提供一种对扩频码多普勒效应的消除方法，包括以下步骤：第一步，接收端利用本地产生的射频本振信号对输入的直接序列扩频信号x(n)进行混频而剥离载波，得到：

其中，a为信号幅度，c(nts)为扩频码采样值，n表示采样序号，ts表示采样周期，τ表示传播时延，fd表示载波多普勒频偏，γ表示归一化的扩频码多普勒值，γ＝fd/f0，f0为射频载波中心频率，为射频载波相位，该相位随射频载波中心频率f0和时间变化；第二步，利用单个码nco产生本地扩频码对x1(n)进行解扩得到：

其中，l表示码相位差，k表示码多普勒值，tc表示码片周期，tpmf表示接收扩频码的分段时长，l表示码相位差，k表示码多普勒值，l表示码相位差l的取值上限，k表示码多普勒值k的取值上限；第三步，对s(m,l)进行离散傅里叶变换，得到：s1(m,l')＝fft[s(m,l)]；第四步，对s1(m,l')进行楔形变换得到s3(m,l')；第五步，对s3(m,l')在l'域进行傅里叶逆变换，得到：s4(m,l)＝ifft(s3(m,l'))；第六步，对s4(m,l)的m维进行频谱分析，得到不同载波多普勒和码相位条件下的相关峰值。

在本发明对扩频码多普勒效应的消除方法另一实施例中，由s1(m,l')进行楔形变换得到s3(m,l')过程中包括：第一级变换：其中b为扩频信号带宽，取2倍扩频码速率，m表示s1(m，l′)的样点个数；第二级变换：s3(m,l')＝fft[s2(m',l')],即对s2(m',l')再进行一次m'域的ifft变换，得到：

在本发明对扩频码多普勒效应的消除方法另一实施例中，所述第一级变换中进一步包括：1)选择一个最小整数n满足n≥2m-1且n＝2ⁱ，对于所有的l'，令2)计算出g(m)的n点fft，结果为：3)令序列并用算出h(m)的n点fft，结果为：r＝0,1,2,...,n-1；4)将g(r)和h(r)相乘得到q(r)＝g(r)h(r)；5)求q(r)的n点ifft变换，即：q(m)＝ifft[q(r)]；6)取q(m)的前m项记作q(m')，得到

在本发明对扩频码多普勒效应的消除方法另一实施例中，所述第一级变换在fpga电路中的实现方法包括：将所述步骤1)中的预先计算得出，然后存储在fpga电路的第一rom中，再利用fpga电路中的第一乘法器与s1(m,l')相乘；利用fpga电路中的第一fft运算核，对所述步骤2)中的g(m)进行n点fft运算；利用fpga电路中的第二fft运算核，将所述步骤3)中的h(m)进行n点fft运算得到h(r)，h(r)存储到第二rom中；利用fpga电路中的第二乘法器，完成所述步骤4)中的g(r)和h(r)相乘，得到q(r)；利用fpga电路中的第三fft运算核，将所述步骤5)中的q(r)进行n点ifft变换，得到q(m')；利用存储在fpga电路的第三rom中的以及利用fpga电路中的第三乘法器，完成所述步骤6)中得到s2(m',l')。

在本发明对扩频码多普勒效应的消除方法另一实施例中，所述第一fft运算核、第二fft运算核和第三fft运算核为fpga电路中复用的同一fft运算核。

本发明的有益效果是：本发明公开了一种对扩频码多普勒效应的消除方法。该方法包括对接收到的直接序列扩频信号通过混频而剥离载波，利用单个码nco产生本地扩频码进行解扩，再依次进行离散傅里叶变换、楔形变换、傅里叶逆变换，以及进行频谱分析，得到不同载波多普勒和码相位条件下的相关峰值。通过上述方法，特别是其中采用楔形变换方法能够有效减少计算量，节省fpga硬件电路中对rom和乘法资源的消耗，有效消除扩频码多普勒效应。

附图说明

图1是根据现有技术对扩频码多普勒效应的消除方法一实施例的组成图；

图2是根据本发明对扩频码多普勒效应的消除方法一实施例的组成图；

图3是根据本发明对扩频码多普勒效应的消除方法一实施例中的楔形变换的组成图；

图4是根据本发明对扩频码多普勒效应的消除方法一实施例中的fpga电路实现原理图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

图1显示了现有技术对扩频码捕获的组成框图。在直接序列扩频信号收发系统中，由于信号到达时间未知，收发双方相对运动速度未知，因此接收端要通过时域搜索和频域搜索实现收发同步。接收的扩频经离散采样后表示为：

其中，a为信号幅度，c(nts)为扩频码采样值，fd表示载波多普勒频偏，γ表示归一化的码多普勒值，γ＝fd/f0，f0为射频载波中心频率，为载波相位，该相位随射频载波中心频率f0和时间变化。

现有技术的的一般步骤如下：

1.载波剥离。接收机完成对接收信号x(n)进行载波剥离，主要是通过本地载波进行混频，得到带有载波多普勒频偏和码多普勒值的接收信号x1(n)为：

2.时域和码多普勒值并行搜索。时域上通过本地产生n路具有半码片码相位差的扩频码支路实现并行搜索；同时码多普勒采用并行或者时间串行的方式，令本地扩频码的码多普勒值变化，在具有不同的码相位差的n个码支路基础上用多个码nco产生具有不同码速率γ的扩频码。本地扩频码表示为：

搜索码相位和码多普勒值时，令tc表示码片周期，tpmf表示接收扩频码的分段时长，l表示码相位差，k表示码多普勒值，l表示码相位差l的取值上限，k表示码多普勒值k的取值上限。

3.相关运算。将本地码与含有码多普勒值的接收扩频码进行分段时长为tpmf的分段相关运算，得到不同的码多普勒值条件下的m个分段相关运算结果：

其中，m表示分段的序号，

将式改写为：

其中l表示码相位差，k表示码多普勒值。

当接收信号与本地信号存在码多普勒差时，接收与本地码相位差可表示为：τ＝τ0+γmtpmf；

4.载波多普勒搜索。将分段相关的结果进行离散傅里叶变换得到载波多普勒频偏值fd，捕获完成。

上述捕获过程的问题是接收机需要遍历可能的l和k搜索γ和将所有的s(m,l,k)存储后才能进行步骤4，电路消耗大量运算资源。

本发明主要是通过采用楔形变换的方法消除码多普勒效应导致的码相位滑动。主要是采用楔形变换算法将码多普勒及其引起的码相关峰位置滑动消除，并在算法实现中使用chirp-z变换降低楔形变换算法的复杂度。处理流程如图2：

首先，本方案实施例在解扩时用单个码nco完成解扩得到：

其中，l表示码相位差，k表示码多普勒值，tc表示码片周期，tpmf表示接收扩频码的分段时长，l表示码相位差，l表示码相位差l的取值上限。

然后用楔形变换法消除码多普勒值带来的码相位滑动，具体包括：

1.对s(m,l)在距离域即l域进行傅里叶变换，得到对应频率域即l'域的结果：

s1(m,l')＝fft[s(m,l)]

2.对s1(m,l')进行楔形变换，该楔形变换包括两级变换：

第一级变换：

其中b为扩频信号带宽，取2倍扩频码速率，m表示s1(m,l')的样点个数；

第二级变换：

s3(m,l')＝fft[s2(m',l')]

优选的，为了减少运算量，本发明还对上述第一级变换进一步优选细化为6个步骤：

1)选择一个最小整数n满足n≥2m-1且n＝2ⁱ，对于所有的l'，令其中b为扩频信号带宽，取2倍扩频码速率，m表示s1(m,l')的样点个数；

2)计算出g(m)的n点fft，结果为：

3)令序列

并用算出h(m)的n点fft，结果为：

4)将g(r)和h(r)相乘得到q(r)＝g(r)h(r)；

5)求q(r)的n点ifft变换，即：

q(m)＝ifft[q(r)]；

6)取q(m)的前m项记作q(m')，得到

上述子步骤二中，对s2(m',l')再进行一次m'域的ifft变换，得到s3(m,l')：

3.对s3(m,l')在距离频域即l'域进行傅里叶逆变换，得到l域即扩频码相位域的结果：

s4(m,l)＝ifft(s3(m,l'))；

4.对s4(m,l)的m维进行频谱分析，得到不同载波多普勒和码相位条件下的相关峰值。

下面根据上述算法设计适于fpga实现的电路结构，结合图3中的1)至6)步，可见步骤3)中h(r)，步骤1)和步骤6)中的均可以预先计算得出存储在rom中。2次fft和一次ifft均为n点傅里叶变换，通过在fpga中复用fft运算核实现，设计出楔形运算的fpga电路模块如图4所示。本发明的设计用若干rom和fft运算核代替了庞大的码相关器支路，扩频码的多普勒效应越大，越能够节省硬件资源。

结合体图4，针对电路实现，结合上述第一级变换的1)至6)步骤，所述第一级变换在fpga电路中的实现方法包括：将所述步骤1)中的预先计算得出，然后存储在fpga电路的第一rom中，再利用fpga电路中的第一乘法器与s1(m,l')相乘；利用fpga电路中的第一fft运算核，对所述步骤2)中的g(m)进行n点fft运算；利用fpga电路中的第二fft运算核，将所述步骤3)中的h(m)进行n点fft运算得到h(r)，h(r)存储到第二rom中；利用fpga电路中的第二乘法器，完成所述步骤4)中的g(r)和h(r)相乘，得到q(r)；利用fpga电路中的第三fft运算核，将所述步骤5)中的q(r)进行n点ifft变换，得到q(m')；利用存储在fpga电路的第三rom中的以及利用fpga电路中的第三乘法器，完成所述步骤6)中q(m')得到s2(m',l')。

优选的，所述第一fft运算核、第二fft运算核和第三fft运算核为fpga电路中复用的同一fft运算核。

由此可见，本发明公开了一种对扩频码多普勒效应的消除方法。该方法包括对接收到的直接序列扩频信号通过混频而剥离载波，利用单个码nco产生本地扩频码进行解扩，再依次进行离散傅里叶变换、楔形变换、傅里叶逆变换，以及进行频谱分析，得到不同载波多普勒和码相位条件下的相关峰值。通过上述方法，消除码多普勒导致的码相位滑动，主要是采用楔形变换算法将码多普勒及其引起的码相关峰位置滑动消除，并在算法实现中使用chirp-z变换降低楔形变换算法的复杂度，能够有效减少计算量，节省fpga硬件电路中对rom和乘法资源的消耗，有效消除扩频码多普勒效应。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。