具有相位感测的集成多通道RF电路的制作方法

本公开涉及射频(rf电路)领域，具体涉及具有多个rf输出通道的多通道rf电路。

背景技术：

现代雷达设备(诸如雷达距离和速度传感器)可集成在所谓的单片微波集成电路(mmic)中。例如，雷达传感器可应用于汽车行业，它们被用于所谓的高级驾驶员辅助系统(adas)，诸如“自适应巡航控制”(acc)或“雷达巡航控制”系统。这种系统可用于自动地调节汽车的速度，以与前面行驶的其他车辆保持安全距离。然而，rf电路也被用于许多其他领域，诸如rf通信系统。

雷达mmic(有时称为单芯片雷达)可以在单个封装中结合雷达收发器(例如，本地振荡器、功率放大器、低噪声放大器(lna)、混频器等)、中频(if)或基带信号的模拟预处理(例如，滤波器、放大器等)以及模数转换的所有核心功能。rf前端通常包括多个接收和发射通道，尤其是在使用波束指向技术、相控天线阵列等的应用中。在雷达应用中，可以使用相控天线阵列来感测输入rf雷达信号的入射角(也称为“到达方向”，doa)。

例如，当使用相控天线阵列辐射雷达信号时，需要知道由每个输出通道引起的相位偏移和/或振幅增益。

技术实现要素：

本文描述了一种电路。根据一个实施例，该电路包括两个或更多个rf通道，其中每个通道均包括输入节点、移相器和输出节点。每个通道均被配置为在输入节点处接收rf振荡器信号，并且在输出节点处提供rf输出信号。该电路还包括：rf组合电路，与rf通道的输出耦合并被配置为生成表示rf输出信号的组合的组合信号；以及监控电路，包括混频器，并且被配置为接收组合信号并使用rf参考信号来下变频组合信号。因此，根据rf输出信号的相位生成混频器输出信号。

根据又一实施例，该电路包括一个或多个rf通道，其中每个通道均包括输入节点和输出节点，并且被配置为在输入节点处接收rf振荡器信号并在输出节点处提供rf输出信号。该电路还包括监控电路，该监控电路包括混频器，混频器被配置为混频rf参考信号和表示rf输出信号的rf测试信号，以生成混频器输出信号。模数转换器被配置为对混频器输出信号进行采样，以提供采样值的序列。电路耦合至模数转换器，并且被配置为通过使用一个或多个移相器对rf测试信号和rf参考信号中的至少一个进行相位偏移来提供相位偏移序列；根据采样值的序列计算频谱值；以及基于频谱值计算指示rf输出信号的相位的估计相位信息。

此外，本文描述了一种方法。根据一个实施例，该方法包括接收rf振荡器信号并将rf振荡器信号提供给rf电路的两个或更多个rf通道，其中每个通道均基于rf振荡器信号生成rf输出信号，并且其中每个rf输出信号均具有振幅和相位。该方法还包括生成表示rf输出信号的组合的组合信号，以及使用提供给混频器的rf参考信号对组合信号进行下变频，其中混频器输出信号是下变频信号。此外，该方法包括处理混频器输出信号，以获得指示rf输出信号的振幅和/或相位的估计值。

根据又一实施例，该方法包括：向雷达发射电路提供rf测试信号；将rf参考信号与代表雷达发射电路的rf输出信号的rf测试信号进行混频，以生成混频器输出信号。该方法还包括从相位偏移序列中重复选择相位偏移，并通过对rf测试信号和rf参考信号中的至少一个进行相位偏移来应用所选的相位偏移。对混频器输出信号进行采样，以生成与相位偏移的对应序列相关联的采样值的序列，并且根据采样值的序列计算频谱值。基于该频谱值，可以计算指示rf输出信号的相位的估计相位信息。

此外，本文还描述了一种雷达微波集成电路(mmic)。根据一个实施例，雷达mmic包括两个或更多个发射通道，其中每个发射通道均包括输入节点、移相器和输出节点。每个发射通道都被配置为在输入节点处接收rf振荡器信号，并且在输出节点处提供频率调制rf雷达信号作为rf输出信号。mmic还包括：rf组合电路，与rf通道的输出耦合并且被配置为生成表示rf输出信号的组合的组合信号；以及监控电路，包括混频器，并且被配置为接收组合信号并使用rf参考信号下变频组合信号。因此，根据rf输出信号的相位生成混频器输出信号。

附图说明

参照以下附图和描述可以更好地理解本发明。图中的部件不一定要按比例缩放，而是着重于说明本发明的原理。此外，在附图中，类似的参考数字表示相应的部分。在附图中：

图1是示出用于距离和/或速度测量的fmcw雷达系统的操作原理的示图。

图2包括两个时序图，示出fmcw雷达系统中使用的rf信号的频率调制。

图3是示出fmcw雷达设备的基本结构的框图。

图4是示出可包括在图3的fmcw雷达设备中的模拟rf前端的一个示例的电路图。

图5是示出监控电路的一个示例的框图，该监控电路可用于感测由rf电路的两个或更多个rf通道引起的相位滞后和增益。

图6是示出用于使用根据本文描述的实施例的电路测量多通道rf电路的rf输出信号的相位和信号振幅的测量序列的一个示例的示图。

图7包括更详细示出图5的电路的目的和功能的时序图。

图8是示出图5的示例的一个示例性实现的框图。

图9是示出具有提供多个rf输出信号的多个rf通道的rf电路、可用于感测rf输出信号的相位和振幅的监控电路以及用于控制可由监控电路执行的测量序列的控制电路的一般示例的框图。

图10a和图10b示出了rf输出通道的相位可根据其在图1的rf电路中的一个测量周期期间连续反相的一个方案的方程式。

图11a和11b示出了与图10a和图10b的方案等效的备选方案的、rf输出通道的相位可根据其在图1的rf电路中的一个测量周期期间连续反相的方程式。

图12是示出用于测量不同rf通道的rf输出信号的振幅和相位的一个示例性方法的流程图。

图13是示出可用于连续地感测由rf电路的两个或更多个rf通道引起的相位滞后和增益的监控电路的另一示例的框图。

图14包括示出用于计算对应频谱值的测量值和对应权重因子的序列的第一示例的示图。

图15包括示出用于计算对应频谱值的测量值和对应权重因子的序列的第二示例的示图。

图16和图17包括当获得测量值的序列时使用的具有不同移相器设置的表格。

具体实施方式

下面在雷达发射机或收发机的情况下讨论本发明的实施例。然而，应当注意，本发明还可以应用于不同于雷达的应用，诸如rf通信设备的rf收发机。事实上，几乎任何具有多个rf通道的rf电路都可以利用本文描述的概念。

图1示出了传统的频率调制连续波(fmcw)雷达系统1。在本示例中，分别使用单独的发射(tx)和接收(rx)天线5和6。然而，应当注意，可以使用单个天线，使得发射天线和接收天线物理地相同(单站雷达配置)。发射天线连续地辐射rf信号srf(t)，该信号例如通过周期性线性频率斜坡信号(也称为扫频或啁啾信号)进行频率调制。发射信号srf(t)在目标t处反向散射，其中目标t位于雷达设备的测量范围内的雷达通道中。反向散射信号yrf(t)被接收天线6接收。在所示示例中，反向散射信号被表示为yrf(t)。

图2示出了所提到的信号srf(t)的频率调制。如图2的第一幅图所示，信号srf(t)可以由一系列“啁啾(chirp)”(即，具有增加(上啁啾)或减少(下啁啾)的正弦波形)组成。在本示例中，啁啾的瞬时频率f(t)在定义的时间跨度tramp内从起始频率fstart线性地增加到停止频率fstop(参见图2的第二幅图)。这种啁啾也被称为线性频率斜坡。图2中示出了三个相同的线性频率斜坡。然而，需要注意，参数fstart、fstop、tramp以及各个频率斜坡之间的暂停可根据雷达设备1的实际实现和使用而变化。实际上，频率变化例如可以是线性(线性啁啾、频率斜坡)、指数(指数啁啾)或双曲线(双曲线啁啾)。

图3是示出雷达设备1(雷达传感器)的示例性结构的框图。应注意，在其他应用(例如，无线通信系统)中使用的rf收发机中也可发现类似的结构。因此，至少一个发射天线5(tx天线)和至少一个接收天线6(rx天线)被连接至rf前端10，rf前端10可以集成在单片微波集成电路(mmic)中。rf前端10可以包括rf信号处理所需的所有电路部件。例如，这种电路部件可以(但不是必须)包括本地振荡器(lo)、rf功率放大器、低噪声放大器(lna)、定向耦合器(诸如鼠竞耦合器和环行器)以及用于rf信号(例如，接收信号yrf(t)，参见图1)下变频为基带或中频(if)带的混频器。应注意，可以使用天线阵列来代替单个天线。所示示例示出了具有分离的rx和tx天线的双站(或伪单站)雷达系统。在单站雷达系统的情况下，可以使用单个天线或单个天线阵列来接收和发射电磁(雷达)信号。在这种情况下，定向耦合器(例如，环行器)可用于将要被发送至雷达通道的rf信号与从雷达通道接收的rf信号分离。在实践中，雷达系统通常包括若干发射(tx)和接收(rx)通道，这些通道允许测量接收雷达回波的方向(doa，到达方向)。

在频率调制连续波(fmcw)雷达系统的情况下，由tx天线5辐射的发射rf信号在大约20ghz(例如，24ghz)和100ghz(例如，汽车应用中的77ghz)之间。如上所述，由rx天线6接收的rf信号yrf(t)包括雷达回波，即，在所谓的雷达目标处反向散射的信号。接收的rf信号yrf(t)被下变频为基带(或if带)，并且使用模拟信号处理(参见图3，基带信号处理链20)在基带中进一步处理，其中模拟信号处理主要包括基带信号的滤波和放大。最后使用一个或多个模数转换器(adc)30对基带信号进行数字化，并在数字域中进一步处理(参见图3，例如在数字信号处理器dsp40中实现的数字信号处理链)。整个系统由系统控制器50控制，系统控制器50可以至少部分地使用处理器(诸如执行适当固件的微控制器)来实现。rf前端10和模拟基带信号处理链20(以及可选的adc30)可以集成在单个mmic中。然而，在一些应用中，一些部件也可以分布在两个或更多个集成电路之间。

图4示出了rf前端10的一个示例性实现，其可以包括在图3所示的雷达传感器中。应注意，图4是示出rf前端的基本结构的简化电路图。当然，可严重依赖于应用程序的实际实现更加复杂，并且包括若干rx和/或tx通道。rf前端10包括本地振荡器101(lo)，其生成rf信号slo(t)，该信号可以如上参照图2解释的那样进行频率调制。信号slo(t)也被称为lo信号。在雷达应用中，lo信号通常在shf(超高频)或ehf(极高频)带中，例如在车辆应用中在76ghz和81ghz之间。

在发射信号路径以及接收信号路径中处理lo信号slo(t)。由tx天线5辐射的发射信号srf(t)(输出雷达信号)通过例如使用rf功率放大器102放大lo信号slo(t)来生成。放大器102的输出耦合至tx天线5。由rx天线6提供的接收信号yrf(t)(输入雷达信号)被定向到混频器104。在本示例中，接收信号yrf(t)(即，天线信号)被rf放大器103预放大(增益g)，使得混频器在其rf输入端口处接收放大信号g·yrf(t)。混频器104还在其参考输入端口处接收lo信号slo(t)，并且被配置为将放大信号g·yrf(t)下变频到基带。在混频器输出处得到的基带信号被表示为ybb(t)。基带信号ybb(t)进一步被模拟基带信号处理链20(参见图3)处理，该模拟基带信号处理链20基本上包括一个或多个滤波器(例如，带通21)以去除不期望的边带和图像频率以及一个或多个放大器(诸如放大器22)。可被提供给模数转换器(参见图3)的模拟输出信号表示为y(t)。用于对数字化输出信号(数字雷达信号)进行数字后处理的各种技术是已知的(例如，距离多普勒分析)，因此这里不再进一步解释。

在本示例中，混频器104将rf信号gyrf(t)(放大的天线信号)下变频到基带。相应的基带信号(混频器输出信号)由ybb(t)表示。下变频可以在单个阶段中(即，从rf带到基带)或经由一个或多个中间阶段(从rf带到if带并随后进入基带)完成。根据图4的示例，显然，雷达测量的质量将在很大程度上取决于lo信号slo(t)的质量。低相位噪声以及陡峭和高线性频率斜坡是lo信号slo(t)的理想特性。

图5是示出具有用于生成多个rf输出信号的多个rf通道的rf电路的一个示例的框图。在本示例中，雷达传感器的两个发射通道tx01和tx02被认为是一个示例性应用。该概念可以一般化为具有c个通道的系统。然而，为了更好地理解，首先将参考图5至图8以及方程式1至22描述具有两个通道tx01、tx02的一个示例性实施例，而图9至图11以及方程式23至24涉及具有c个通道tx01、tx02、txc的一般实施例。此外，可以理解，下文描述的概念可以容易地用于雷达以外的其他应用。此外，应注意，图5的电路可以容易地增强为两个以上的通道(也参见图7)。在本示例中，每个通道tx1和tx2均被配置为在其输入处接收rf振荡器信号slo(t)，可以从本地振荡器(例如，参见图4的本地振荡器101)提供rf振荡器信号slo(t)。每个通道tx1和tx2均可以包括移相器105，用于操纵由通道引起的总体相位滞后。通道tx01和tx02的rf输出信号分别表示为stx01(t)和stx02(t)。在每个通道tx01、tx02中，从输入到输出的信号路径包括信号线以及可能引起相位滞后的一个或多个电路部件。从而，输出信号可如下书写：

从而，变量atx01和atx02表示rf输出信号stx01(t)和stx02(t)的振幅，并且频率flo是rf振荡器信号slo(t)的频率。相位和分别表示由通道tx01和tx02引起的相位滞后，而不考虑移相器105，而和表示由移相器105引起的附加相位偏移。

此时，应该注意，相位和以及振幅atx01和atx02很大程度上取决于系统的操作条件。例如，根据通道tx01和tx02中的哪一个是有效的，芯片(例如，mmic)的温度将由于在有效通道中引起的功率损耗而变化。当两个通道tx01和tx02都有效(即，输出rf信号)时，与只有一个通道tx01或tx02有效的情况相比，温度将高得多。rf输出信号stx01(t)和stx02(t)的振幅和相位是依赖于温度的。例如，在波束成形应用中(其中应用振幅和相位测量的结果)，通道tx01和tx02都是有效的(发射)，这使得温度上升到特定值，由此产生特定振幅和相位值。在只有一个通道(tx01或tx02)有效的配置中测量的振幅和值偏移是不同的，因此是不正确的(因为只有一个有效通道的配置不类似于波束形成应用)。因此，允许在两个通道都有效的同时测量振幅和相位值可能是重要的。

如上所述，每个通道tx01、tx02均包括移相器105，移相器105被配置为生成附加相移值和(相位滞后)，附加相移值对rf输出信号stx01(t)和stx02(t)的相位有贡献。此外，每个通道tx01、tx02均可以包括rf放大器102(例如，功率放大器pa)。在这种情况下，rf输出信号stx01(t)和stx02(t)的振幅atx01和atx02取决于rf放大器102的增益。根据一个具体示例，移相器105可以使用iq调制器(同相/正交调制器，也称为正交调制器)来实现。数模转换器(未示出)可用于将表示相移值和的数字值转换为可由iq调制器处理的模拟信号。

在一些应用中(例如，对于系统控制器50或雷达传感器，参见图3)，可以期望知道不同通道的rf输出信号的相位，例如相对于彼此或相对于参考相位。例如，通道tx01和tx02可以是雷达传感器设备的传输通道，并且rf输出信号的相位将被调谐到特定值以实现期望的辐射角。由于包括在通道tx01和tx02中的电路部件(例如，放大器102)引起的绝对相位滞后可能与温度有关并且还可能经受生产公差和老化，因此需要调谐或监控相应的相位和这可以通过包括在通道tx01、tx02中的移相器105完成。为了能够监控rf输出信号stx01(t)和stx02(t)的相位和提供了监控电路150(例如，包括移相器106和混频器107，参见图5)，其用于感测相位和并由此检测相位的可能失调。在测量的相位和偏离期望设置的情况下，移相器105可用于通过添加附加相位偏移和来补偿该偏差。

在图5所示的示例中，rf输出信号stx01(t)和stx02(t)被抽头并被提供给rf组合电路110，rf组合电路110可被配置为组合rf输出信号stx01(t)和stx02(t)。例如，组合信号ssup(t)可以是rf输出信号的叠加，诸如：

ssup(t)＝gsup·(stx01(t)+stx02(t))(3)

其中，gsup是定义的增益(通常显著小于1)。然而，对于当前考虑，可以假设gsup是1而不失去一般性，因此组合信号可以写成：

监控电路150包括混频器107，混频器107在其rf端口处接收组合信号ssup(t)，并且被配置为使用rf振荡器信号slo(t)下变频组合信号ssup(t)。在本实施例中，由于所有rf信号具有相同的频率flo，所以混频器输出信号将是取决于rf输出信号stx01(t)和stx02(t)的和的相位的dc值sdc(t)。在本示例中，混频器107接收rf振荡器信号slo(t)的相位偏移版本，相位偏移振荡器信号可由此表示为：

其中，atsg是已知信号振幅，以及是在混频器107的参考端口处接收的信号stsg(t)的相位。相位可以由耦合至其上游的混频器107的参考端口的移相器106设置。在其他实施例中，信号stsg(t)的频率ftsg可与flo不同(即，ftsg≠flo)，从而，混频器输出信号不是dc信号而是具有与差flo-ftsg相对应的频率fif的中频(if)信号sif(t)。

在不损失一般性的情况下，假设振幅atsg等于2；不同的振幅将仅引起所测量的信号振幅的相应缩放。使用方程式4和5以及atsg＝2，在混频器107的输出端口处提供的混频器输出信号sdc(t)可以表示为：

其中，表示在双频2flo(角频率4πflo)处的振荡的求和可以忽略，因为它们在混频器带宽外。因此，混频器输出信号sdc(t)可以写成：

因此，混频器输出信号是依赖于相位差和振幅atx1和atx2的余弦的dc信号。在不损失一般性的情况下，对于随后描述的混频器输出信号sdc(t)的测量，相移值和被假设为0或πrad，即，0或180度。根据本文描述的示例，可以通过在采样时刻tk，0、tk，1和tk，2处获取混频器输出信号sdc(t)的离散采样来进行测量。指数k表示测量周期(k＝1、2、3、…)。

如下文所解释的，混频器输出信号sdc(t)的测量dc值(采样值)可用于计算所寻求的相位值和以及振幅值atx01和atx02。如上所述，相位可由包括在监控电路150中的移相器106设置。对于相位的定义值，可以获得以下三个测量值：

对于测量时间t＝tk，0，第一值sdc(tk，0)等于方程式6。对于第二值sdc(tk，1)的测量，在tx02通道中生成180度(即，πrad)的附加相位偏移。这可以通过将通道tx02中的移相器105引起的相位滞后暂时增加180度来实现。对于第三值sdc(tk，2)的测量，在通道tx01中生成180度(即，πrad)的附加相位偏移。这可以通过将通道tx01中的移相器105引起的相位滞后暂时增加180度来实现(类似于通道tx02)。因此，在两个通道的本示例中，在每个测量周期中获取三个样本sdc(tk，0)、sdc(tk，1)和sdc(tk，2)。如稍后所示，在具有c个通道的一般示例中，在每个测量周期中获取n+1个样本。然而，应注意，在仅具有两个通道的本示例的情况下，第三个测量是冗余的，因此是可选的。然而，第三测量允许对测量值进行似然性检查。

恒等式

可用于简化方程式9和10。因此，第二和第三值(参见方程式9和10)可以分别表示为：

将方程式8和12以及方程式8和13相加产生测量值：

如上所述，在本实施例中，获取第三样本sdc，2(tk)(方程式15)是冗余的，因为从方程式8中减去方程式12得到与方程式15相同的结果：

值m01[k]仅取决于通道tx01的rf输出信号stx01(t)的相位差和振幅atx01。类似地，值m02[k]仅取决于通道tx02的rf输出通道stx02(t)的相位差和振幅atx02。应注意，术语“测量值”或“采样值”用于值m01[k]和m02[k]，实际上，这些值不是直接测量的而是基于采样的混合器输出值sdc(tk，0)、sdc(tk，1)和sdc(tk，2)计算的。然而，这些值m01[k]和m02[k]被视认为是本文描述的测量的(中间)结果，由此被称为“测量值”，其代表rf通道tx01、tx02的rf输出信号stx01(t)和stx02(t)的采样。如稍后所示，c值m01[k]、m02[k]、…、mc[k]可以在具有c个通道tx01、tx02、…、txc的示例中计算。

如果分别测量振幅atx01和atx02(例如，通过使用耦合至通道tx01和tx02的输出的功率传感器)，则可以根据在一个测量周期中获得的测量值m01[k]和m02[k]直接计算所寻找的相位和然而，对于不同的值可以重复测量；在第k个测量周期中由移相器106提供的相位值被表示为因此，方程式14和15的测量值变为：

理论上，假设在测量周期k和k+1中得到的四个测量值(例如，m01[k]、m02[k],、m01[k+1]和m02[k+1])将足以计算所寻求的相位和以及振幅atx01和atx02。实际上，对于不同的相位值可以在多个测量周期中获得多个测量值，并用于以改进的精度估计所寻求的相位和以及振幅atx01和atx02。

图6的示图示出了用于一系列测量周期的测量值m01[k]和m02[k]，其中且k＝0、1、...10。即，由移相器106提供的相位从零度开始以36度阶梯增加到360度。测量值m01[0]、m01[1]、…m01[10]可用于使用作为单个模型的方程式17以及任何适当的估计技术(诸如非线性最小均方(lms)方法)来估计振幅atx01和相位类似地，测量值m02[0]、m02[1]、…m02[10]可用于使用作为单个模型的方程式18来估计振幅atx02和相位在一个具体示例中，诸如快速傅立叶变换(fft)的傅立叶变换算法用于振幅和相位的估计。在这种情况下，可以使用恒定的步长在每个测量周期中增加相位备选地，可以重新采样测量序列以获得等距采样点。

图6所示的测量序列进一步通过图7的时序图说明。图7包括分别示出由监控电路105的移相器106、第一通道tx01的移相器105和第二通道tx02的移相器105生成的相移值和的时序图。测量周期的开始时间表示为tk，并且由移相器106生成的对应相位值表示为其中k＝0、1、2、3等。如前面的图6所示，相位在每个测量周期中增加。在本示例中，步长为π/5rad(即，36度)，由此

在每个测量周期中对混频器输出信号sdc(t)的三个样本(即，sdc，0[k]、sdc，1[k]和sdc，2[k])进行采样，其中(参见方程式8-10)：

sdc，0[k]＝sdc(tk)＝sdc(tk，0)(19)

sdc，1[k]＝sdc(tk+δt1)＝sdc(tk，1)(20)

sdc，2[k]＝sdc(tk+δt2)＝sdc(tk，2)(21)

在图4中，为测量周期k＝4示出采样时间。由通道tx01和tx02中的移相器105生成的相位偏移和以以下这种方式在0和πrad(即，180度)之间交替：在采样时刻tk+δt2，由通道tx02引起的相位滞后被反相(即，)，而由通道tx01引起的相位滞后保持不变，并且在采样时刻tk+δt1，由通道tx01引起的相位滞后被反相(即，)，而由通道tx02引起的相位滞后保持不变。例如，根据方程式14和15，在每个测量周期中获得的三个样本可用于计算测量值m01[k]和m02[k]。随后，测量值m01[k]和m02[k](对于k＝1、2、3等)可用于估计所寻求的振幅值atx01和atx02和相位值和

应注意，在整个测量周期k中，时间跨度_δt1和δt2不一定恒定。此外，时刻tk在时间上不一定等距，因为不需要根据时钟信号进行同步采样。在每个测量周期中，一旦相位值被更新，值sdc，0[k]就可以被采样，一旦相位被反相，值sdc，1[k]就可以被采样，并且一旦相位被反相且相位的反相未完成，值sdc，2[k]就可以被采样。随后，相位值被更新，并且下一个周期开始(k→k+1)。

图8更详细示出了前面的图5的示例的一个示例性实现。图8的示例与先前图5的示例基本相同；然而，更详细示出了rf组合电路110的实现以及用于对混频器输出信号sdc(t)进行数字化的模数转换器31。根据本示例，使用功率组合器108(例如，提供信号的线性组合的威尔金森功率组合器)和定向耦合器109(例如，鼠竞耦合器、环行器等)来实现如先前图5所示的组合电路110，其中，在每个通道tx01和tx02中布置一个耦合器，并且被配置为将相应输出信号stx01(t)和stx02(t)的功率的一部分引导至功率组合器108的输入。耦合器109在通道tx01和tx02的输出处分支的信号表示为stx01′(t)和stx02′(t)，其中s′tx01(t)＝gcstx01(t)和s′tx02(t)＝gcstx02(t)和gc是耦合器关于分支信号的传输系数。通常，gc显著低于1，而关于天线信号的传输系数约为1。功率组合器108基本上提供输入信号的(例如，缩放)和，即：

ssup(t)＝gcomb·(stx01′(t)+stx02′(t))＝gsup·(stx01(t)+stx02(t))(22)

其中，增益gsup等于gcomb·gc。因此，组合信号ssup(t)基本上是通道输出信号stx01(t)和stx02(t)的和的缩放版本(也参见方程式3)。然而，如上所述，对于本讨论可以假设增益gsup为1，而不会失去一般性。除了由耦合器109和rf功率组合器108实现的rf组合电路110之外，图8的示例与图5的示例相同，并且参考上文的解释。

如上所述，上文关于两个通道tx01和tx02描述的概念可以容易地扩展到c个通道tx01、tx02、…、txc，其中c>2。在这种情况下，rf组合电路110(参见图5)或rf功率组合器108(参见图8)具有c个输入。备选地，可以级联多个功率组合器，以组合期望数量的rf信号。不论rf组合电路110的实现如何，组合信号ssup(t)可以被视为rf输出信号stx01(t)、stx02(t)、…、stxc(t)的(缩放)叠加。在图9的示例中示出了这种情况。参照图10和图11解释可以在每个测量周期中使用的相位切换方案的示例。

根据图9的示例，rf电路包括多个通道tx01、tx02、…、txc，它们被配置为接收rf振荡器信号slo(t)和用于移相器105(参见图5)的相应相移值并且提供相应的rf输出信号stx01(t)、stx02(t)、...、stxc(t)。每个rf输出信号均通过振幅atx01、atx02、…、atxc和相位来表征，它们使用本文描述的概念来估计，即：

上述组合信号ssup(t)被提供给监控电路150，该监控电路150被配置为如上面参考图5和图8所解释的那样对组合信号ssup(t)进行下变频。混频器输出信号sdc(t)可以被数字化并作为数字信号提供。此外，如参考图5所解释的，监控电路接收相位值该相位值确定用于下变频的rf本地振荡器信号stsg(t)的相位(参见方程式5)。

图9的rf电路可以包括控制电路120，控制电路120例如可以包括可编程处理器，诸如(例如，嵌入式)微控制器或类似设备。控制电路120提供的功能可以由系统控制器50(参见图3)提供(例如，全部或部分)。附加地或备选地，由控制电路120提供的功能可以至少部分地由dsp40提供(参见图3)。如此，图9中的控制电路120表示系统控制器50和/或dsp40的部分功能。在备选实施例中，控制电路120可以在与监控电路150和通道tx01、tx02等相同的mmic中实现，但是与系统控制器50分离。

如上所述，在每个测量周期k中，在两个通道的情况下获得三个样本sdc，0[k]、sdc，1[k]和sdc，2[k]，并且在c个通道的情况下获得c+1个样本sdc，0[k]、sdc，1[k]、…sdc，c[k]。理论上，单个测量周期足以确定与c个通道tx01、tx02、…、txc相关联的相位值并且需要至少两个测量周期来确定相位值和相应的振幅值atx01、atx02、…atxc。然而，实际上，为了提高相位和振幅估计的质量，执行多个测量周期。在一个说明性的示例性实施例中，执行64个测量周期，这允许使用64点fft(快速傅立叶变换)算法来估计每个通道的相位和振幅值。

控制电路120可以被配置为提供用于通道tx01、tx02、…、txc的移相器105的相移值以及用于监控电路150的移相器106的相移值此外，控制电路可以生成触发信号strig，其用于在期望的采样时间(例如，时间tk，0＝tk,tk，1＝tk+δt1,tk，2＝tk+δt2等)触发包括在监控电路150中的模数转换器31。具体地，控制电路120可被配置为根据例如图6和图7所示的方案在多个测量周期期间控制数据获取。因此，在每个测量周期k中更新相位值并且在每个周期中进行c+1次测量。根据一个实施例，可以在每个测量周期中采样以下c+1个值：sdc，0[k]、sdc，1[k]、...sdc，c[k](也参见图10a)。从而，当采样sdc，0[k]时，所有相移值都根据定义的相位配置(称为参考配置，例如，所有相位偏移可以设置为零)来设置；然后，如图10a所示的方案所说明的，当采样sdc，i[k]时(对于i＝1、2、…、c)，除第i个相移值之外的所有相移值被反相(即，增加或减少180°)。类似于方程式14和15，可以在每个测量周期k中如下确定测量值(参见图10b)：

通过逐步增加相位在每个测量周期中，rf输出信号stx01(t)、stx02(t)、…、stxc(t)的k个样本可以如图6的示图所示来确定，并且如上面参照图5至图7所讨论的，已知估计算法可用于估计振幅atx01、atx02、…atxc和相位

应注意，改变相位值等同于同时改变移相器105的所有相移值(除相位反相之外可应用)。例如，从方程式24可以明显看出，如果相移值都减小10°(即，增加350°)，则产生如的相同结果。即，对于所有i＝1、2、…、n，如果则：

换言之，移相器106的功能可以由移相器105共同提供，并且改变相位值可以具有与改变参考配置相同的效果，根据该参考配置，设置移相器105的相移值还应注意，虽然增加/减少相位值在理论上等同于同时增加/减少移相器105的所有相移值但是第一项可产生更好的结果，因为第二项更容易受到移相器105之间的潜在失配的影响。

下文参照图10a-图10b、图11a-图11b中的方程式方案以及图12的流程图进一步总结上述用于测量rf通道txi的rf输出信号stxi(t)的振幅atxi和相位的方法。在c个rf通道的情况下，索引i从1到n。图10a和图10b中的方程式方案是方程式8-10的一般化，并且示出了如何通过反转一个或多个相移值在测量周期k期间改变配置(根据该配置设置相移值(提供给rf通道txi中的移相器105))。如上所述，在一个测量周期期间，rf参考信号stsg(t)的参考配置(即，相移值的初始设置)和相位是恒定的(参见图12，步骤s1)。

根据图11的方案，在相移值的参考配置下，对混频器输出信号sdc(t)的第一dc值sdc，0[k]＝sdc(tk，0)进行采样(参见图12，步骤s2)。如上所述，在不丢失一般性的情况下，可以选择参考配置，使得所有相移值为零。然而，可以使用任何其他配置。然后，通过反转一个或多个相移值根据预定方案修改根据其设置相移值的配置(参见图12，步骤s3)，并且在修改配置处采样混频器输出信号sdc(t)的又一dc值sdc，1[k](参见图12，步骤s4)。相移值的反相可通过增加或减去πrad(180度)来实现。如图10a所示，在采样dc值sdc，1[k]的同时，除之外的所有相移值被反相(增加/减少π)，在采样dc值sdc，2[k]的同时，除了之外的所有相移值被反相，以及在采样第j个又一dc值sdc，j[k](j＝1、…c)的同时，除之外的所有相移值被反相。重复配置的修改和dc值sdc，j[k]的采样，直到预定义方案被完全处理(参见图12，步骤s5)。

然后，使用采样dc值sdc，0[k]和另外的dc值sdc，1[k]、…，sdc，c[k]来计算表示通道txi的rf输出信号stxi(t)的样本的测量值mi[k](参见图12，步骤s6，i＝1、2、…、c)。这些计算如图10b所示，它们是方程式17和18的一般化。因此，为了计算第i值mi[k]，采样dc值sdc，i[k]被加至第一值sdc，0[k](对于相移值的参考配置而获得)。如果测量继续到下一周期(参见图12，步骤s7)，则旋转相位(参见图12，步骤s8)，这可以通过修改rf参考信号stsg(t)的相位来完成(如图7中的第三幅图所示)，如上所述，这等效于通过在应用任何相位反相之前相同地修改所有相移值来设置参考配置(根据该参考配置设置相移值(提供给rf通道txi中的移相器105))。上文已经参照方程式25解释了这两项的等效性。

如果测量在限定数量的周期k之后完成，则测量值mi[k]用于估计rf通道txi的rf输出信号stxi(t)的振幅atxi和相位(参见图12，步骤s9)。例如，在经过k个测量周期之后，并且如果k是2的幂(k＝0、...、k-1)，则可以使用fft算法根据测量值m01[k]估计振幅atx01和相位并且可以根据测量值m02[k]估计振幅atx02和相位如此类推。

根据图10a和图11b所示的方案，在对第j个dc混频器输出值sdc，j[k]进行采样的同时，反相除第j个相移值之外的所有相移值因此，采样dc值sdc，j[k]被加至sdc，0[k]，以获得相应的测量值mj[k]。图11a和图11b示出了等效的备选方案。根据图11a，除了第j相移值(其是在采样第j个dc混频器输出值sdc，j[k]的同时被反相的唯一相移值)之外，相移值没有改变(与参考配置相比)并且没有反相。因此，如图11b所示，从sdc，0[k]中减去采样dc值sdc，j[k]以获得对应的测量值mj[k]。这两个方案的等效性已经结合方程式16提到。作为这种等效性的结果，图10和图11的两种方法可以混合，从而产生同样等效的进一步方案。在只有两个通道tx01和tx02的情况下，这两种方法在理论上是相同的(当忽略公差和测量误差时)，这使得一个测量是冗余的(参见方程式15和16)。

所描述的实施例实现了以下概念：允许监控多个rf通道的输出信号的相位和/或信号振幅；并且监控允许评估相位和/或振幅是否平衡。在上下文中，“平衡相位”是指rf通道输出信号的相位相等或不同于预定值。当使用相控阵天线或波束成形技术时，相位平衡可能是重要的。类似地，振幅平衡通常意味着rf通道输出信号的振幅等于或对应于限定值。如果rf通道失衡，则控制电路(或与其耦合的任何其它电路)可以启动应对措施以使rf通道进入平衡。应注意，上述概念可以在芯片上实现，即，监控电路以及辅助电路装置可以在与rf通道相同的芯片(例如，mmic)上实现。

如上所述，fft算法可用于根据测量值m01[k]、m02[k]、…、mc[k]确定所寻求的振幅和相位。备选地，可以如下面所讨论地使用离散傅立叶变换(dft)的具体实现。如图6和图7所示，可以通过恒定增量修改rf参考信号stsg(t)的相位来完成相位旋转(参见图6和图7)。在相位旋转覆盖2π(例如，360°)的整数倍的情况下，所寻求的振幅和相位信息被包括在离散频谱的单个频段中。

例如，在相位在四个测量周期(即，和)中以90°的步长旋转的情况下，测量值m01[0]、…、m01[3](对于第一通道tx01)精确地分布在一个周期内[0，2π]，并且测量值m01[k]的离散频谱的所有频段(离散频率值)将基本为零，除了索引n＝1的第二频段。如果不存在噪声，则其他频段将完全为零。类似地，在相位m01[k]在八个测量周期(即，)中以90°的步长旋转的情况下，测量值m01[0]、…、m01[7]精确覆盖两个周期[0，4π]，并且测量值m01[k]的离散频谱的所有频段(离散频率值)将基本上为零，除了索引n＝2的第三频段。因此，仅处理非零频段就足以获得所寻求的关于相位、振幅的信息(由此获得信号功率的信息)。由于只需要计算一个频谱值而不是整个离散频谱，所以使得功耗降低并且更快地估计上述参数。应注意，频谱值可以指示包括采样值的序列的特定频率分量的振幅和相位。例如，对于图14和图15所示的采样值，频谱值对应于相应图中所示的正弦波形的相位和振幅。

为了进一步分析本文描述的概念，考虑序列mc[k](针对第c个通道的测量值)的离散傅里叶变换：

其中，复数加权因子wn被定义为(j是虚数单位)：

wn＝e^-j·2π/n(27)

如果相位的相位旋转以2π/n的n个步长覆盖一个全旋转(即，间隔[0，2π])，则所寻求的信息在第二频段中，即在y[1]中。此时，应当注意，第一频段y[0]包括序列mc[k]的dc偏移，其基本为零。如上所述，如果相位的相位旋转以4π/n的n个步长覆盖两个全旋转(即，间隔[0，4π])，则所寻求的信息在第三频段中，即y[2]中。如果相位旋转覆盖三个全旋转，则所寻求的信息在第四频段y[3]中，以此类推。

对于下文的解释，假设相位的旋转以2π/n的n个步长覆盖一个全旋转，并且感兴趣的频段是第二频段n＝1。在该示例中，第二频段的频谱值y[1]可以如下计算：

其中，mc表示包括序列mc[k]的向量，并且wn表示包括权重wn^k(对于k＝0、1、…、n-1)的向量。即：

在方程式28中，上标t表示转置。可以看出，离散傅立叶变换可以用方程式29的矢量乘法来代替。

根据一个示例，对于2π/8(即，45°)的相位增量，参数n可以选择为8(n＝8)，这意味着执行八个测量周期以获得每个通道txc的八个测量值mc[0]、…、mc[7]。在该示例中，得到的权重向量w8具有简单的结构，即：

根据另一示例，对于2π/4(即，90°)的相位增量，参数n可被选择为4(n＝4)，这意味着执行四个测量周期以获得每个通道c的四个测量值mc[0]、…、mc[4]。在该示例中，所得到的权重矢量w4具有更简单的结构，即：

应注意，在后一示例(方程式31)中，不必执行乘法，并且可以通过两个简单的加/减法来获得第一频段n＝1的频谱值y[1]。即，对于每个通道txc：

在上述方程式32中，re{·}和im{·}表示复数值频谱值y[1]的实部和虚部。序列mc[k]的所寻求振幅值2atxc(参见方程式24)可根据谱值y[1]的振幅(即，|y[1]|)确定，并且对应的相位值(对于通道txc)可使用以下已知关系来计算：

应注意，在一般情况下，需要n个复值乘法和n-1个复值加法来计算频谱值y[1]，其中每个复值乘法需要两个实值乘法和两个实值加法。如上所讨论的，对于n的特定值，计算量显著减少。特别对于n＝4，计算变得微不足道，并且仅剩下两个实值加法用于计算频谱值y[1](参见方程式32)。虽然只有四个值(即，n＝4且k＝0、…、3)的序列mc[k]可足以估计通道的相位值，但是具有更多值的较长序列(例如，n＝8)可产生更好(更精确)的结果。如方程式30所示，对于较高参数n(与情况n＝4相比)，权重向量wn中的值并不重要。在n＝8的情况下，因子可以作为预先计算的数值存储在存储器中。对于更高值的参数n(n>8)，需要预先计算并存储更多的因子。

同样对于更高值的n来说，振幅和相位估计的复杂性可以在覆盖两个或更多个全旋转相位时实现。根据又一示例，如果对于4π/8(即，90°)的相位增量，参数n被选择为8(n＝8)，则相位分布在两个全旋转上，即覆盖两个全旋转。因此，执行八个测量周期以获得用于每个通道txc的八个测量值mc[0]、…、mc[7]。在该示例中，频谱值y[2]是相关的，

并且所得到的权重向量w8具有简单的结构，即

对于n＝16和8π/16的增量，执行四次全相位旋转，并且相关频谱值为y[4]，其中对应权重向量w16保持无关紧要，即w16＝[wn^4·k]。

综上所述，如果测量的序列覆盖全相位旋转的整数倍(全旋转意味着2π或360°的旋转)，则可以避免整个频谱的计算(例如使用fft算法)。即，对于n值的序列(在n个测量周期中获得)，样本之间的相位增量是2π/n的整数倍。如果测量分布在一个全相位旋转上，则第二频段y[1]是相关的(y[0]表示dc偏移并且理想为零)。通常，如果测量分布在u个全相位旋转上，则频段u是相关的，即y[u]是相关的。如所提到的，频段y[0]表示理想情况下为零的dc偏移。如果样本之间的相位增量等于π/2(90°)时，权重向量wn变得微不足道。在这两种情况下，确定所寻求的频段的频谱值所需的计算与传统fft算法相比可以复杂度较低的硬件来非常有效地实现。在一个示例中，使用硬件实现的cordic算法。

应注意，本文描述的用于估计覆盖整数个周期(即，整数个全相位旋转)的正弦序列(诸如序列m01[k]、m02[k]等)的相位和振幅的方法不仅可以应用于图5、图8和图9所示的系统，而且也可以应用于随后(逐通道地)测量各个通道的相位的其他系统。在图13中示出了这种系统的示例。

因此，上文参照方程式26至36解释的方法不限于将来自多个通道的rf输出信号如上参照图5至图9所述进行组合的示例。该方法通常可用于评估具有正弦波形(例如，m01[k]、m02[k]等)的信号的相位和振幅值。图13示出了用于生成多个rf输出信号的具有多个rf通道的rf电路的又一示例的框图。仅示出了c个通道中的一个通道txc以保持图示简单。类似于图8的示例，本地振荡器信号slo(t)作为输入信号提供给rf通道txc以及监控电路150。与前面的示例一样，rf通道txc包括移相器105(相位偏移)和放大器102，以便对本地振荡器信号slo(t)进行相位偏移和放大。在rf通道txc的输出端口处提供经过相位偏移和放大的信号stxc(t)作为输出信号，其中耦合器109包括在rf通道txc中，其被配置为向监控电路150提供部分输出信号stxc(t)作为缩放输出信号stxc′(t)，用于确定输出信号stxc(t)的相位和振幅。缩放输出信号表示为stxc′(t)，并且具有输出信号stxc(t)的信号功率的一部分。

监控电路150包括移相器106(相位偏移)，移相器106被配置为相位偏移本地振荡器信号slo(t)。输出信号被表示为参考信号stsg(t)(参见方程式5)。监控电路150还包括混频器107，其被配置为将参考信号stsg(t)与(缩放)输出信号stxc′(t)混合。由于信号stsg(t)和stxc′(t)具有相同的频率flo，所以混频器107的输出信号是dc信号sdc(t)，其表示输出信号stxc(t)相对于参考信号stsg(t)的相位的相位。类似于方程式1，输出信号stxc(t)可以写成：

其中，是由移相器105引起的相位偏移，而是由从本地振荡器到rf通道txc的输出的信号路径中的其他电路部件引起的相位偏移。atxc表示输出信号stxc(t)的振幅。与方程式6和7类似，混频器输出信号sdc(t)可以如下计算：

应注意，在本示例中，只有一个输出通道是有效的，而其他通道是无效的并且不生成rf输出信号。

模拟信号dc可以分别在由移相器106和105设置的各种不同的相移值和处被采样(例如，通过adc31)。所得的离散序列mc[k]的第k个样本是

序列mc[k]在本文中可以被称为测量信号，其中相位差在本文中可以称为相位偏移应注意，相位偏移可以仅由移相器105和106设置，移相器105和106可以被控制电路120控制。

如果相位偏移通过等距的相位步长连续旋转，则测量序列mc[k]是类似于图6示例所示的信号的离散正弦信号。如果一个相位步长的大小是2π/n的整数倍，其中n是测量周期的数目且由此是序列mc[k]中的样本数目(即，k＝0、…、n-1)，则测量序列mc[k]分布在一个或多个全周期(即，2π的全相位旋转)上。图14的示图(a)示出了具有八个样本的测量序列mc[k](即，k＝0、…、n-1)，其中这些样本可被视为向量mc的元素(参见方程式28)。对于连续的下一个测量周期，相位偏移增加2π/n＝π/4(即45°)。在所示示例中，确定的相位是13π/90(即，52°)。从图14的示图(a)中可以看出，获得余弦序列的一个全周期，因此相关相位和振幅信息在如上所解释的对应离散傅立叶变换的第二频段y[1]中(频率指数n＝1)。

考虑方程式27和30，权重因子w8^k等于e^-j·k·π/4。对于k＝0、...7，w8^k的复数值在图14的示图(b)中示出。所示值是方程式30中定义的权重向量w8的元素。频谱值y[1]可根据方程式28进行计算，并且所寻求的相位值的估计可根据方程式34由频谱值y[1]计算。根据方程式33，可以根据频谱值y[1]计算对应的振幅。

根据一种实现，相位偏移被逐步旋转以覆盖2π(即，360°)的一个或多个全旋转，由此步长是2π/n的整数倍，其中n是样本数(测量周期)。如方程式39中所定义，相位偏移可以通过移相器105和106确定。因此，通过将移相器106设置为并且将移相器105设置为可以获得π/4的相位偏移。然而，通过将移相器106设置为并且将移相器105设置为可以获得相同的相位偏移。在一些实现中，可以改变相位偏移和以设置特定的相位偏移以便测试两个移相器105和106的功能。换言之，如果测量序列mc[k]对应于预期的正弦样本，则可以确定移相器105和106两者都提供预期的相位偏移，并且正在正确地运行和操作。

图15的示图(a)示出了具有八个样本(即，k＝0、…、n-1)的测量序列mc[k]的另一示例，其中这些样本可被视为向量mc的元素(参见方程式35)。在两个连续的测量周期之间，相位偏移增加了4π/n＝π/2(即，90°)。与前面的示例一样，所寻求的相位是13π/90(即，52°)。从图15的示图(a)可以看出，得到余弦序列的两个完整周期，因此相关的相位和振幅信息在如上所解释的对应离散傅里叶变换的第三频段y[2]中(频率指数n＝2)。考虑方程式27和35，权重因子w8^2k等于e^-j·k·π/2。再次地，对于k＝0、…、7，w8^2k的复数值在图15的示图(b)中示出。所示值是方程式36中定义的权重向量w8的元素。可根据方程式35计算频谱值y[2]，并且可以根据方程式34从频谱y[2]计算所寻求的相位值的估计。可以根据方程式33，从频谱值y[12]计算对应的振幅。

应注意，图15所示的示例使用与图14的前一示例相同数目的样本来估计测量序列mc[k]的相位和振幅。然而，如上文已经讨论的，权重向量w8在图15的示例中采用更简单的形式(参见方程式36)。这是由于相位偏移的步长等于π/2并且π/2的整数倍的余弦可以仅假设0、1和-1的值的事实。因此，权重向量w8的元素具有作为1或-1的虚部和实部。

如上所述，可以使用移相器105和106设置特定的相位偏移图16和图17所示的表格示出了移相器105和106的两种不同设置，以在根据图15的示图(a)所示的方法连续地获取测量值mc[k]时，获得等间隔的相位偏移在图16的示例中，由移相器105生成的相位偏移保持为零，而相位旋转仅由移相器106完成，其通过π/2(即，90°)逐步增加相位偏移因此，相位偏移通过两次全旋转而旋转，同时获得八个测量值mc[k](对于k＝0、…、7)的序列mc。在另一示例中，在获得前四个测量值mc[k](对于k＝0、...、3)的同时，将由移相器105生成的相位偏移设置为零，并且在获得剩余测量值mc[k](对于k＝4、...，、)的同时将其设置为π/4(即，45°)。同时，由移相器106生成的相位偏移从零开始通过π/2逐步增加，同时获得前四个测量值mc[k](对于k＝0、…、3)，并且从π/4开始通过π/2逐步增加，同时获得剩余测量mc[k](对于k＝4、…、7)。这种情况在图17中示出。可以理解，2π(即，360°)以及2π的整数倍的相位偏移对应于零的相位偏移。因此，导致ψ±2π的减法与导致ψ的减法相同(其中ψ可以为任意角度)。

尽管已经针对一个或多个实现示出和描述了本发明，但是在不脱离所附权利要求的精神和范围的情况下，可以对所示示例进行修改和/或改变。特别地，关于由上述部件或结构(单元、组件、设备、电路、系统等)执行的各种功能，用于描述这些部件的术语(包括对“装置”的引用)用于对应于执行所述部件的指定功能(例如，功能等效)的任何部件或结构(除非另有指示)，尽管在结构上不等效于所公开的结构，该结构执行本文示出的本发明的示例性实现的功能。