高分辨率复用系统的制作方法
本发明涉及一种测量随时间变化的粒子通量的方法和装置，其中时间分辨率和信噪比得以改善。粒子可以是光子、中子、电子和带电粒子。
背景技术：
通常，通过以下方式测量粒子通量的振幅：收集粒子通量，将粒子通量引导到产生振幅与粒子通量成正比的电信号(电压或电流)的换能器上，调节电信号，然后将电信号与一组标准电信号进行比较，给粒子通量振幅赋予数值。通常，最后一步是使用模数转换器(adc)完成的。
模数转换器充当模拟电信号和数字计算设备之间的接口，适用于各种应用，例如仪表，雷达和通信等。有两个主要标准用于指定adc的性能，用赫兹来表示的采样率和精度。adc的精度以db或有效位数(enob)表示。通常，随着采样率的增加，adc的精度会下降，因此粒子通量测量的精度也会随之下降。本发明的一个总的目的是提高在高采样率下的粒子通量测量的精度。本发明的另一个主要目的是提高可实现的最大采样率，以便可以解决在短时间间隔内粒子通量的变化。
在现有技术中，高频adc(>1ghz)通常由两个或更多个较低速率adc的堆栈组成，这些堆栈在时间上交错在一起，以达到与较低速率adc接近的精度。这些设计依靠时序电路将输入信号依次路由到堆栈中的每个adc。定时信号的抖动会引入误差。本发明的目的是减少定时信号抖动所产生的误差。堆栈中交错的adc之间的可变性进一步引入了误差，特别是存在偏移和增益误差。本发明的目的是减少增益和偏移误差的影响。
本发明可以用于诸如雷达、通信和仪器之类的应用中，这些应用既需要高数据速率又需要高精度和高准确度。本发明的示例性应用是多千兆赫兹信号分析仪，此后称为gsa。示例性的gsa将光或电信号作为输入。gsa说明了本发明的概念，并不限制本发明的范围。
技术实现要素：
本发明提供了一种用于测量粒子通量的时间依赖性的多路复用方法。粒子可以是电子、离子、中子或光子。在以下讨论中，术语通量是指每单位时间的粒子数或每单位时间由所述粒子携带的穿过垂直于运动方向的平面的能量。
本发明是一种系统，该系统包括一组电子和/或光学组件以及一组算法，这组算法实现输入通量的n倍时间多路复用。输入通量可以是电子或光子或离子或中子。通过使用换能器将通量转换为兼容形式，该系统可用于测量其他类型的通量。例如，该系统可以包括闪烁器之类的换能器，其用于将入射的粒子通量转换成与粒子通量的振幅成正比的光子通量。本发明可以与本领域技术人员已知的复用方法一起使用，例如哈达玛方法和傅里叶方法。
本发明优选但非必然与本申请人于2018年5月23日提交的美国申请15/987,279中所述的高效多路复用(hems)结合使用，其中美国申请15/987,279同2018年11月29日公开的pct申请pct/ca2018/050599，即wo2018/213923相一致，其公开内容通过引用并入本文。hems是一种改善粒子通量测量的信噪比(snr)的方法。下面的描述包括hmes的相关参考，并且应当理解，这些仅仅是示例性的，并且本文中的本发明可以与其他方法一起使用。
输入通量φ与信号调节装置连接。信号调节装置可能无效，或者信号调节装置可能是放大器，或者信号调节装置可能会将输入通量添加到另一个通量中。将信号调节装置的输出分成n个基本相等的部分，并且通量φ＝φ/n的每个部分沿着不同的路径被引向不同的门器件。每个门器件连接到至少一个积分装置。在hems实施例中，有d个积分装置，其中d是大于1的整数。门器件的作用是阻塞磁通φ，或基于预设的长度为n的代码序列将所有磁通引导到d个积分装置中的其中一个积分装置上。积分装置的功能是产生电信号，该电信号与从门器件接收的积分通量成正比。代码序列中的每个元素识别时间间隔τ内门器件采取的动作。时间间隔优选相等，总积分时间为t＝nτ。本文中的布置将以不相等的时间间隔工作，在这种情况下，总积分时间为
可选地，将模拟量ai与模拟阈值进行比较以产生关于入射通量的信息。
可选地，并且可能基于可选的模拟比较，将模拟量ai传输到常规adc并将该模拟量ai转换为数字形式。
可选地，将所述缓冲装置中的一组nd积分信号传输到一个或多个常规设计的adc并转换为数字值。然后用数字处理设备处理数字值，以在每个时间间隔τi中提供与平均通量φi成比例的数字。
积分器是本领域中已知的对信号求和的任何设备。积分器可以是例如电容器。缓冲器是本领域中已知的设备，用于存储基本不变的信号。缓冲器可以是例如存储电荷的电容器。门是本领域中已知的将信号从一个路径切换到两个或更多个替代路径的任何设备。术语“信号”在这里是指模拟量，例如电子或电压的量。优选地，输入信号和开关信号通过比例常数相关。理想情况下，比例常数为1。该门可以是例如电子mux。对于本发明的某些高频应用而言，现有技术中标准mux的时间响应可能不足。在一些实施例中，本文的布置包括如下文进一步描述的延迟线，以获得比门元件的时间分辨率更优的adc系统的时间分辨率。在一些实施例中，本发明包括如下文更详细描述的电光切换机构，以实现比门元件的时间分辨率更好的时间分辨率。
在一个实施例中，该布置提供以下步骤：
在每个时间间隔内收集入射粒子通量；
将粒子通量引导到调节装置中，该调节装置沿n个不同的路径将n个经调节的粒子通量输出至每个所述n个路径上门器件上，其中振幅与入射的粒子通量成比例；
每个所述门器件根据每个所述门器件唯一的代码序列进行操作，以在每个时间间隔内沿至少两个不同的门路径之一引导粒子通量；
沿着每个门路径将粒子通量引向各自的积分装置；(但是，两条路径中的一条路径可能是死胡同，因此在这种情况下，只有一条路径被集成)
每个所述d个积分装置运转，在n个时间间隔内产生与积分的粒子通量成比例的电信号；
分析所述nd电信号，以获得n个时间间隔内入射粒子通量的振幅信息；
其中，每个唯一代码序列的长度为n，并且具有至少两个不同的元素，用于指定至少两个不同的门路径，并且d大于或等于1。
也就是说，当d＝1时，一条路径是死胡同，并未使用。
可选地，这些步骤包括将每个电信号引导至缓冲装置，该缓冲装置用于存储所述电信号。
在一种由adc进行分析的一种布置中，步骤包括：
将每个所述电信号引导到模数转换器，该模数转换器用以产生与电信号成比例的数字值；
将所述nd个数字值引导至数字计算设备。
在由adc进行分析以产生时间序列d＝1的情况下的另一实施例中，步骤包括：
将每个所述电信号引导到模数转换器，该模数转换器用以产生与电信号成比例的数字值；
将所述n个数字值引导至数字计算设备；
将所述n个数字值排列成数据向量y；
将所述数据向量y乘以矩阵h，得到n个时间间隔内入射粒子通量的振幅信息；
其中d等于1，矩阵h是矩阵z的逆矩阵，z具有n个长度为n的行，每行对应一个门器件，z的每一行是一个门器件的唯一代码序列。
在由adc进行分析以产生时序hadamard情况的另一实施例中，步骤包括：
将每个所述电信号引导到模数转换器，该模数转换器用以产生与电信号成比例的数字值；
将所述n个数字值引导至数字计算设备；
将所述n个数字值排列成数据向量y；
将所述数据向量y乘以矩阵h，得到n个时间间隔内入射粒子通量的振幅信息；
其中d等于1，矩阵h是矩阵z的逆矩阵，z具有n个长度为n的行，每行对应一个门器件，z的每一行是一个门器件的唯一代码序列，z的每一行是一个门器件的唯一代码序列，其中唯一代码序列是哈达玛序列的循环排列。
在由adc进行分析以产生时序hems情况的另一实施例中，步骤包括：
将每个所述电信号引导到模数转换器，该模数转换器用以产生与电信号成比例的数字值；
将所述nd个数字值引导到数字计算设备；
将所述nd个数字值排列成数据向量y；
将所述数据向量y乘以矩阵h，得到n个时间间隔内入射粒子通量的振幅信息；
其中d大于1，矩阵h为(ztz)-1zt，z具有dn行，z的每一行是一个门器件的唯一代码序列，其中唯一代码序列是伪随机序列。
在硬件一般情况下进行分析的另一个实施例中，步骤包括：
将每个所述电信号引导到硬件处理器，该硬件处理器用于产生所述电信号的组合；
将至少一个所述组合与阈值电信号值进行比较以获得信息。
在硬件pca情况下进行分析的另一个实施例中，步骤包括：
将每个所述电信号引导到硬件处理器，该硬件处理器用于将所述电信号投影到至少一个主分量上；
将投影到主分量的至少一个投影与阈值电信号值进行比较，以获得关于输入的信息。
在硬件一般情况下进行adc后续跟踪分析的实施例中，步骤包括：
将每个所述电信号引导到硬件处理器，该硬件处理器用于产生所述电信号的组合；
比较至少一个所述组合与阈值电信号值以获得信息；
至少部分地基于所述信息，将至少一个所述电信号引导至模数转换器以转换为数字值；以及
分析至少一个数字值以获得关于输入信号的信息。
在硬件一般情况下进行分析，在时序之后adc跟进的另一实施例中，步骤包括：
将每个所述电信号引导到硬件处理器，该硬件处理器用于产生所述电信号的组合；
将至少一个所述组合与阈值电信号值进行比较以获得信息；
至少部分地基于所述信息，引导n个电信号；
将每个所述电信号引导到模数转换器，该模数转换器用于产生与电信号成比例的数字值；
将所述nd个数字值引导到数字计算设备；
将所述nd个数字值排列成数据向量y；
将所述数据向量y乘以矩阵h，得到n个时间间隔内入射粒子通量的振幅信息；
其中d等于1，矩阵h是矩阵z的逆矩阵，z具有n行长度n，每行对应一个门器件，z的每一行是一个门器件的唯一代码序列，其中唯一代码序列是hadamard序列的循环排列。
在硬件一般情况下进行分析，时序之后adc跟进的另一实施例中，步骤包括：
将每个所述电信号引导到硬件处理器，该硬件处理器用于产生所述电信号的组合；
将至少一个所述组合与阈值电信号值进行比较以获得信息；
并且至少部分地基于所述信息，引导至少一个所述电信号；
将每个所述电信号引导到模数转换器，该模数转换器用于产生与电信号成比例的数字值；
将所述nd个数字值引导到数字计算设备；
将所述nd个数字值排列成数据向量y；
将所述数据向量y乘以矩阵h，得到n个时间间隔内入射粒子通量的振幅信息；
其中d大于1，矩阵h为(ztz)-1zt，z具有dn行，z的每一行是一个门器件的唯一代码序列，其中唯一代码序列是伪随机序列。
在一些实施例中，所述信号调节装置包括用于检测周期性信号序列的开始并产生开始信号的组件。起始信号进而使每个门器件以相对于所述起始信号恒定的时间延迟开始其编码序列。例如，起始检测组件可以是比较器。此外，该实施例可以包括从信号源到门器件的延迟路径，使得起始信号在要被测量的信号之前到达门器件。
每个门器件的长度为n的代码序列包括至少两个不同的值。即，对于n个间隔的集合中的至少一个间隔，门器件将磁通φ传递到与第一间隔中的目的地不同的目的地。优选地，代码序列向每个目的地分配大约相同数量的间隔。在一些实施例中，代码序列是哈达玛序列。在一些实施例中，代码序列是伪随机的。每个代码元素指定哪一个积分装置(或者没有积分装置)用于一个间隔τ。例如，如果d＝4且代码元素为3，则通量将导引至第三积分装置。
在一个重要的实施例中，每个门器件与两组或更多组积分装置连接，并且代码序列仅在每个积分周期t的一组上运行。该特征是有用的，因为诸如电容器之类的实际积分装置需要一定时间来复位。在该实施例中，一组正在积分，而其他组正在传输积分信号并重置为零。
在一些实施例中，所述信号调节装置将入射通量φ分成两个相等的部分。一部分不变。第二部分被倒置并在引入延迟t的路径上发送。第二部分与第一部分重新组合，如上所述，组合的通量被分成n个部分，并沿着通往n个门器件的路径定向。在该实施例中，每个积分装置都包含前n个间隔内的积分信号。也就是说，对于每个相加的信号，在周期t之后减去相同的信号。该实施例消除了延迟时间t，因为在每个间隔τ之后可获得一组新的积分信号。
在一些实施例中，有一个积分装置与每个门器件连接，并且代码序列的可能状态可以与积分器连接，也可以不与积分器连接。该实施例具有与先前的交错系统相同的总吞吐量，但是增加了多路复用的优势以改善snr。
在一些实施例中，d＝1，并且代码序列是哈达玛序列。在该实施例中，
y＝zb+ε(1)
其中y是所测参数的向量，b是描述粒子通量φ的向量，其中b的每个连续行对应于连续周期τ中的平均通量，z是系数矩阵，其描述有多少来自磁场的每个值的粒子通量进入观察到的参数y的每个测量中，且ε是误差。如果积分间隔τ不相等，则通过实际值对z矩阵的系数进行加权以进行补偿。等式1有解
b＝z-1y(2)
哈达玛实施例进行的测量次数与现有技术系统中的顺序交错方案中进行的测量次数相同，但是由于计算了时间t内的平均值而并未计算瞬间的瞬时值，因此减少了由于时序抖动引起的误差。此外，多路复用方法减少了与n-1/2成比例的电子设备中产生的不相关噪声。对于单个事件而言，忠实地再现了在本发明的输入阶段之前进入信号的噪声。如果信号重复出现，则多路复用方法还将减少在输入阶段之前进入信号的不相关噪声。
在一个优选实施例中，d>1和代码序列是伪随机序列的循环排列，选择这一伪随机序列的循环排列是为了将测量误差降到最低。如hems应用中所讨论的，在这种情况下，等式1具有最小二乘解：
b＝(ztz)-1zty(3)
h＝(ztz)-1zt(4)
除了snr的幅度更大外，上述哈达玛实施例中关于降噪的所有注释也都适用于该实施例，因此该实施例是优选的。该实施例要求样本吞吐量是现有技术高速率adc系统样本吞吐量的d倍。该实施例的优点在于信噪比(snr)更高，因此在等效采样率下可以实现更高的位深度。可以使用其他统计方法。本领域技术人员将认识到，等式2和3适用于测量值的不确定性相等的情况，并且认识到已经得出了不确定性不相等的情况下的替代形式。可以使用其他方法，例如神经网络，在所测参数y的不确定性不相等的情况下特别有用。
在一些d＞1的实施例中，通量φ在路径之间不均等地划分，并且沿着每条路径的积分信号乘以校准常数，使得一条路径上所有积分装置d上与所述校准常数相乘的积分信号的和在所有n个路径上都是相同的。
在一些实施例中，将y的模拟值传递到常规adc，并被数字化，并且时间序列b＝hy由数字处理设备计算。
在一些实施例中，将y的模拟值传递到常规adc，以第一位分辨率进行数字化，并且由数字处理设备分析y的数字表示以获得第一信息，并且至少部分地基于所述第一信息，决定是否使用具有第二位分辨率的常规设计的adc处理相同的y的模拟值。该实施例在感兴趣的数据是稀疏的应用中是有用的。例如，雷达应用可能会使用一个快速的8位adc处理所有的y向量，并根据分析结果，将某些y向量从缓冲装置传递到一个较慢的24位adc，以便以更高分辨率分析感兴趣的信号。
在一些实施例中，矩阵乘法hy由模拟电路执行，并且结果以模拟形式存储在缓冲装置中。
在一些实施例中，将b的模拟值与阈值模拟值进行比较，并且至少部分地基于比较结果来采取行动。
在一些实施例中，y的模拟值的线性组合由模拟电路计算，并且将线性组合中的至少一个与至少一个阈值进行比较，并且至少部分地基于比较结果来采取行动。例如，该特征对于例如主成分分析(pca)展开的模式识别是有用的。在该示例中，在主成分上的投影是y数据向量的线性组合。请注意，即使需要进行更多的计算，如果首先计算b的情况下依然可以获得相同的结果。在雷达应用中，模拟比较可用于从背景噪声中分选出感兴趣的信号，然后仅将感兴趣的信号数字化。
在一些实施例中，缓冲来自每个积分周期的nd个积分模拟信号，并且只有一个常规adc处理从缓冲器设备顺序读取的所有nd个模拟值。本领域技术人员将认识到，在与一个采样周期t相对应的n个通量值的块内，偏移和增益误差消失了。当然，将需要额外的adc来处理在一个adc处理nd个样本所花费的时间内获得的块，并且在由不同adc处理的块之间将存在偏移和增益误差。该实施例的优点在于，误差只是在可预测的间隔t处的电平移位，并且在数字域中易于校正该误差。
在一些实施例中，缓冲装置的阵列与至少两种类型的adc元件a和b连接。a型adc能够以f/n的速率操作以输出具有位深度ba的数字化结果。b型adc以低于f/n的速率操作，但输出的数字化结果的位深度为bb>ba。例如，在假设的具有500mhzadc的4ghz系统中，a型是输出8bit结果的500mhzadc，b型是输出24bit结果的4mhzadc。在操作中，系统功能如下。a型adc将样品空间中的所有样品数字化，硬件或软件处理器将时间序列分为具有背景的区域和具有感兴趣特征的区域。b型adc读取与感兴趣特征相对应的缓冲器，并分析更高分辨率的结果以获得有关感兴趣特征的信息。
在某些应用中，所需的时间分辨率δ小于所用硬件的门切换时间τ。令p＝τ/δ为最小门切换时间与所需时间分辨率之间的比率。此外，p四舍五入到最接近的整数。例如，如果mux的最小切换时间为5ns，所需的δ为50ps，则p＝100。门切换时间本身并不是一个限制因素，因为门功能只是使较高分辨率的信号卷积。
由于已知门功能，因此可以通过反卷积恢复更高分辨率的信号。最终时间分辨率不取决于门周期，而是取决于门周期开始时的最小可能偏移量。例如，可以在fpga中生成到门周期开始的偏移量。可替代地，到门器件的控制线的长度可以具有不同的长度，使得沿着更长的线传播的控制信号稍后到达。如果以c/3传播的电子路径改变了1微米，则到达时间差为10fs。尽管延迟线中的增量优选具有相等的长度，但这不是必需的。所需要的只是这些增量彼此相差大约δ的整数倍，并且它们的长度是已知的。详细地说，本方法找到积分的实际时间间隔内的平均通量，并且应当理解，计算结果具有反映测量时间间隔的不均匀时间间隔。可以通过插值获得具有相等时间间隔的结果。下面概述了使用反卷积的两种方法，以进行说明。
第一种数学方法是将测量建模为一组总长度为t的p个时间序列，每个时间序列彼此偏移δ。每个时间序列分别确定为bn＝hyn，其中n从1到p。在这种情况下，h具有n行。每个时间序列的分辨率由门限制为τ。长度为n的p个时间序列被交织，以得到点间距为δ的长度为pn的组合序列。所得的时间序列是信号与门周期τ的卷积。由于τ已知并且τ的形状可能是已知的，因此可以通过本领域技术人员已知的标准去卷积方法，例如傅里叶去卷积，来恢复信号。
第二种数学方法是像hems应用中讨论的toeplitz案例一样对系统进行建模。在这种情况下，z的尺寸增加了p倍。在优选实施例中，z包含至少两个不同长度的块大小s和t，它们不具有共同的除数。此外，s和t是大于或等于最小块大小p的整数。优选地，s和t也是质数。在最优选的实施例中，有两个以上的块长度，并且这些长度是质数。复用序列z的选择数量非常大，有些选择提供的信噪比(snr)要比其他选择提供的信噪比好。
对于静态空间蒙版，在toeplitz情况下，矩阵(ztz)-1是奇异的，因此变换矩阵h＝(ztz)-1zt无效。但是，如hems应用中所述，测量期间空间掩模运动所引起的卷积会使(ztz)-1变得非奇异，同时可以计算标称分辨率较高的数据点。可达到的信噪比(snr)取决于卷积的细节。同样，门的有限过渡时间会产生时间卷积，该时间卷积使(ztz)-1变得非奇异。具体而言，在切换期间，通量会分配给不同的积分器，从而提供所需的卷积。信号直接计算为b＝hy。因此，通过先前描述的用于空间分辨率的方法，尽管snr有所降低，但是仍可以获得比调制器元件的宽度更精细的时间分辨率。
在一些实施例中，入射通量φ被分成np个相等的部分；并且每个部分都指向一个门，每个门器件将通量引导到由长度为np的代码序列指定的积分器件；积分装置对信号进行积分；分析所积分的信号，确定输入通量的时间依赖性，其中代码序列由长度大于或等于p的子序列组成。该实施例对应于在hems应用中描述的toeplitz情况。
在一些实施例中，门器件包括一个或多个电光装置，电光装置响应于控制信号而将入射光子通量转移到不同的积分装置中。在一个优选实施例中，两个按次序的电光装置将入射光子通量转移到沿闭合路径布置的积分装置中，其中该积分装置成形为实现代码序列。优选地，当光子通量入射到所述积分装置上时，所述积分装置对通过光电效应产生的光电子进行积分。
在一些实施例中，门器件包括一个或多个电偏转装置，该电偏转装置响应于控制信号将入射的电子通量转移到不同的积分装置中。在一个优选实施例中，两个按次序的电偏转装置将入射的电子通量转移到沿闭合路径布置的积分装置中，其中该积分装置成形为实现代码序列。
附图说明
图1是以每秒f个样本的频率工作的现有技术高速率交织adc的示意图。
图1a是图1的adc的信号的图示，adc的信号包括输入信号303和一系列时钟信号。
图2示出了本发明的优选实施例。
图3示出了在图2的实施例中使用的使用七个门器件的多路复用集成单元的示意图。
图4示出了一系列示例波形，其包括由延迟线产生的时移信号，以将积分间隔的开始移位小于时钟周期。
图5a示出了用于快速切换方法的示意图。
图5b示出了围绕图5a的环布置的积分装置。
具体实施方式
图1示出了根据现有技术的高速模数转换系统的示意图。模拟输入1被放大2，结果模拟信号303传输到连接到时序控制141的开关11。在频率f下的每个时钟周期，时序控制141递增堆栈中adc的地址以与模拟周期连接并复位为连接最后一个地址后的第一个地址。在所示示例中，堆栈中的adc按重复序列81、82、83、84进行连接。时钟输入表示为304，adc81、82、83和84的波形分别表示为121、122、123和124。对于每个adc，在定时脉冲的上升沿上捕获输入信号303的值。也就是说，adc81、82、83和84分别在指示的瞬时221、221、223和224读取信号。堆栈中的每个adc将频率为f/n(在示例中为f/4)的数字结果输出到交织器121，交织器121将数字值的有序序列传递给计算设备151。计算设备151将原始堆栈adc输出处理为减少偏移、增益和时序误差的影响。每个采样间隔与相应的adc之间存在一对一的关系。
图2示出了本发明的总体示意图。收集粒子通量并且粒子通量在1处进入系统作为模拟信号。模拟信号进入包括放大器3和分离装置4的调节装置2。调节装置2还可以包括滤波器3a，该滤波器3a用于抑制输入粒子通量振幅的至少一部分。分离装置4和放大器3一起工作，以便在每个瞬时产生模拟信号1的n个克隆，振幅(相当于粒子通量)与模拟信号1的振幅在时间上成比例。用7表示的n个克隆的模拟信号被引导至指示为列10的n个门器件。路径7布置成使得到达每个门器件的信号与所有其他门的信号同相。门器件10的操作由时序控制141协调，该控时序控制141将定时信号5和控制信号6引导向每个门器件10。可选地，将输入信号1与阈值111进行比较，如果满足阈值条件，则信号8传输至时序控制141。信号线布置成使得克隆的信号7的传播延迟大于或等于阈值信号8加上时序和控制信号5和6的传播延迟。阈值比较111可以例如，用于检测瞬态信号的开始并同步随后的数据采集。这使得本文的布置能够相对于相同阈值将输入信号与参考信号进行比较。门器件10根据代码序列选择md个路径之一，并将克隆的信号7沿着所述选择的路径引导到通常在列30中指示的积分装置。积分装置对以n个积分间隔入射的克隆的信号进行积分。
如图3中清楚示出，信号线7上的克隆波形303入射在门器件11上，门器件11根据代码序列将该波形引导到积分装置31或积分装置32上。在图3所示的示例中，n＝7，d＝2。示出了门器件11、13、15、17、19、21和23以及两个具有采样控制波形的相关积分装置。每个门器件名义上接收相同的输入信号7，因此，在n个积分间隔内，每组md积分装置的总和应相同。但是，由于组成部分之间存在细微差异，总和可能会有所不同。如上面引用的hems应用中所述，可以通过对每个集合求和，然后将集合的每个值除以和，在数字处理器151中进行校正该差异。与现有技术相反，时间间隔与积分器之间存在一对n的关系。在此示例中，波形是长度为7的哈达玛序列的循环排列，并且每个都具有补码。用于积分装置31和32的波形分别示为331和332。上面示出了时钟信号304以供参考。当波形331为高时，门器件11将在线7上的模拟波形303引导至积分装置31。当波形332为高时，门器件11将在线7上的模拟波形303引导至积分装置32。积分装置31和32的波形的积分部分分别表示为波形431和432的阴影区域。在图3的例子中，在代码序列结束时，模拟波形被引导到另一对表示为3m的积分装置，在接下来的n个积分间隔中，这一对积分装置在所有方面都取代了积分装置31和32。同时，在积分装置31和32中的积分信号分别传输到缓冲装置51和52。如图2所示，通过缓冲器控制152从缓冲器设备的阵列中选择缓冲器设备51和52。缓冲器控制152用于使缓冲器设备51和52中存储的积分信号可用于以后在信号线71和72上进行处理。在积分信号传送到缓冲器51和52之后，积分装置31和32被复位以为另一个积分周期的开始做准备。选择多重度m，使得与每个门器件相关联的至少一组积分装置可用于对模拟信号进行积分，而其他组积分装置执行传输和重置操作。具有与每个门器件相关联的m组积分装置的布置允许连续测量输入粒子通量。如果不需要连续采样，则只需一组积分装置(m＝1)就足够了。
回到图2，将积分信号通过缓冲器控制152存储在缓冲器装置中，该缓冲器装置选自总体列50表示的缓冲器阵列中。缓冲器控制器152用于使缓冲器阵列内的那些nd个缓冲器装置的内容可供总体由列70表示的信号线可用，其中其与一个积分周期相对应。信号线70是数据向量y的模拟表示，数据向量y与硬件处理器80和包含类型91和92的常规设计的一组adc90相连。硬件处理器80可以在数据向量y上运行，并将至少部分基于数据向量y的模拟信号传输至adc电平90。硬件处理器可在数据向量y上运行，并将至少部分基于数据向量y的逻辑值传输至数字处理器151。adc电平可在数据向量y上运行，并将y的每个元素的数字表示传递到数字处理器151。数字处理器(或经过上述逻辑信号的硬件处理器)可生成信号，这些信号导致缓冲器控制使存储在缓冲器中的nd个积分信号的任何集合在信号线70上可用。
常规adc阵列包含以91和92表示的多种类型，它们具有不同的速度和enob规格。硬件处理器80可运行以产生表示信号幅度的模拟值，产生表示模式匹配的模拟值，并将这些模拟值与模拟阈值进行比较。硬件处理器与常规adc90的阵列相连，因此，硬件处理器生成的任何派生模拟值都可以转换为数字形式。硬件处理器80和常规adc阵列均与数字处理器151连接，数字处理器151也与缓冲器控制器152通信。
在一些实施例中，数据向量y被定向到常规adc90的阵列，并且通过类型91的adc完成快速转换以产生数据向量y的低位分辨率数字表示。y的数字表示被转换成数字处理器151，且可通过d＝1的等式2或d＞1的等式3来计算输入的粒子通量的低分辨率表示。数字处理器对输入粒子通量的低分辨率数字表示进行进一步的分析。进一步的分析可以包括在n个时间间隔的序列上或在n个时间间隔的多个这样的时间序列上操作的相关性、模式匹配、阈值或其他功能。基于进一步的分析，数字处理器可以识别具有感兴趣特征的序列，并生成使缓冲器控制器152使来自所述一个或多个感兴趣序列的积分信号可用于高分辨率adc92。高分辨率adc生成该序列的高位分辨率表示，并且数字处理器对所述高分辨率序列进行进一步分析。该实施例适合于输入粒子通量大部分是不感兴趣的背景且稀疏间隔包含感兴趣信号的应用。信号以低分辨率进行滤波，并且仅将感兴趣的信号转换为高分辨率数字表示，从而减少了所需的高分辨率转换的次数并节省了相关的硬件成本。
在一些实施例中，数据向量y被定向到硬件处理器80，并且硬件处理器至少部分地基于输入模拟数据向量y的模拟值来生成一组一个或多个模拟信号。每个输入数据向量y包含有关n个时间间隔的模拟信息。在一些实施例中，硬件处理器至少部分地基于多个输入数据向量y来生成一组一个或多个模拟信号，其中多个输入数据向量y对应于多于n个时间间隔的时间序列。硬件处理器可以例如通过将y的元素的组合与模拟阈值进行比较来执行相关或模式匹配。如果满足阈值，则可以将逻辑信号发送到数字处理器151。如果满足阈值，则可以将组合的模拟表示定向到adc库90，以转换为数字值并由数字处理器151进行进一步处理。硬件处理器可以根据等式2或等式3产生模拟输出，并将所述模拟输出转发到adc库90，以转换为数字表示并由数字处理器151进一步处理。这个功能在d＞1，以减少所需的adc转换次数的实施例中是有用的。
图4示出了由延迟线产生的一系列示例波形，以将积分间隔的开始偏移一个时钟周期以下。如图4所示，第一模拟信号在门器件处于第二模拟信号相移了一个时钟周期以下。输入模拟波形示意为303，时钟信号示意为304。示例积分波形331与图3上的331相同。积分波形431、531、631和731偏移时钟周期的的q/p，其中在该示例中，p＝5并且q是小于5的整数。在硬件实施例中，每个积分器波形被施加到不同的门器件。在图3中，有7个门器件。在图4中，有35个门器件，每个门器件都具有一组积分器，如图3所示。出于等式3的目的，n是门器件的数量，在本示例中为n为35。本文中的布置的时间分辨率由分数时钟延迟时段的分辨率设置，而不是由时钟频率的时间分辨率设置。
图5a示出了用于快速切换方法的示意图。具有幅度随时间变化的模拟光束303在z方向上传播。模拟光束可以由光子或诸如电子的带电粒子组成。光束入射在第一偏转器171上，该第一偏转器在x方向上将矢量分量添加到传播方向矢量上，其中该矢量分量与源161施加的电压成比例。光束入射在第二偏转器172上，该第二偏转器在y方向上将矢量分量添加到传播方向矢量上，其中该矢量分量与源162施加的电压成比例。如果光束由带电粒子组成，则可以通过在平行导电板之间施加电压来实现171和172处的偏转。如果光束由光子组成，则可以通过将电压施加到响应于施加的电压而改变折射率的光学元件上来实现偏转(电光效应)。调节电压源161和162以产生异相的周期性波形，从而使光束的方向遵循闭环。在图5a所示的示例中，电压源161和162输出异相90度的正弦波形，以产生绕直锥的表面旋转的光束路径。积分器阵列放置在与z方向垂直的平面中，并且光束在大致由180表示的圆环中与该平面相交。如图5b所示，积分装置31和32围绕该环布置。与积分装置31连接的区域为阴影，与积分装置32连接的区域为白色。具有相同阴影的所有积分都连接到一个通用积分器。图5b中所示的示例具有n＝23个区域，因此时间分辨率为nf，其中f是电压源161和162的频率。由于f可以是几个ghz，n可以是1000或更多个，因此在图5a和5b所示的实施例中，在thz范围内的时间分辨率是可能的。
图5a和5b所示的布置可用于实现飞行时间(tof)拉曼光谱仪。在常规设计中，占空比远小于1％的脉冲激光器用于激发样品的拉曼光谱。拉曼散射辐射被收集并沿着具有色散的光纤传输：色散是随波长变化的折射率。由于色散，不同的拉曼散射波长以不同的速度传播并在时间上间隔开。在每个波长依次到达的情况下测量时间信号。光谱分辨率由激光脉冲的长度和光纤的长度控制。时间光谱是激光脉冲与时间拉曼光谱的卷积。光纤边长会增加拉曼光谱的波长分量的时间间隔，但与此同时会出现信号衰减增加。利用本发明的布置，激光照明可以连续地将占空比增加100倍或更多倍。此外，可以调节连续照明的强度，避免脉冲源的脉冲强度特性发生5％的变化。较高的占空比和激发照明源的稳定性的提高改善了信噪比。在图5a和5b所示的布置中，eo元件171和172获取拉曼散射光子的连续通量，并将该通量分成在编码器环180中的非常短的时间间隔。区域类型31和32均通过分散介质，例如长度为l的光纤，然后通过门对其进行引导并集成为n个周期。在该实施例中，eo装置是图3的门器件，并且将代码序列硬编码为环180上的图案。eo装置用于产生基本图案的n个循环排列，其中通过将每个积分周期延迟或提前一个段来获得这一基本图案。一旦完成n个积分序列，就可以通过等式3来计算拉曼光谱。通过这种方法获得的非常短的有效脉冲长度，既可以通过减小吸收损耗来提高光谱分辨率，又可以提高snr，这是因为需要较短的分散介质长度l。在一个相关的实施例中，入射在每个段上的拉曼散射信号成为图2上的粒子通量输入1。该相关的实施例将高光谱分辨率与高时间分辨率结合在一起。所描述的方法不限于拉曼光谱，并且该方法还可以用于分析其他光谱源。
上述的tof方法适用于其他类型的光谱测量。
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