差频-延时式收发时钟同步方法、电路及超宽带脉冲雷达接收装置与流程

本发明属于超宽带脉冲接收技术领域，具体涉及一种差频-延时式收发时钟同步方法、电路及超宽带脉冲雷达接收装置。

背景技术：

超宽带雷达以其高距离分辨率、强穿透力、低截获率和强抗干扰性，在军事、商业、环保等领域得到日益关注。20世纪90年代以来,随着宽带微波器件的发展和软件算法信号处理能力的增强,超宽带雷达的性能已经达到了较高的水平。瑞典、美国、意大利、俄罗斯等国的超宽带合成孔径雷达实现多次飞行实验，进入实际应用阶段。在商用超宽带雷达中，超宽带穿墙雷达、探地雷达、生命探测雷达具备广泛应用前景。穿墙雷达是一种超宽带脉冲雷达，主要应用在反恐斗争、灾难救援、城市巷战等军事和公共安全领域。通过发射超高频率雷达脉冲和接受回波信号，穿墙雷达能够穿透门、砖墙、石板以及混凝土墙体，能对内部空间进行全面覆盖，并快速估测房间内的状况，获取其中隐藏不明的人体及活动物体的精确位置信息。探地雷达(groundpenetratingradar)又称透地雷达、地质雷达。是用频率介于106-109hz的无线电波确定地下介质分布的一种无损探测方法。探地雷达方法是通过发射天线向地下发射高频电磁波，通过接收天线接收反射回地面的电磁波，电磁波在地下介质中传播时遇到存在电性差异的分界面时发生反射，根据接收到的电磁波的波形、振幅强度和时间的变化等特征推断地下介质的空间位置、结构、形态和埋藏深度。生命探测雷达是基于超宽带雷达的原理，利用纳秒级电磁脉冲所携带的人体微动多普勒回波效应，实现对掩埋在废墟内幸存者的探测、搜救之目的。它能快速高效搜寻到生命讯息，给被困人员带来生的希望。基于超宽带技术的生命探测雷达辐射功率较低、对人体无影响、系统功耗小、供电方便、便于携带、穿透障碍物能力强、能够检测障碍物后的人体生命信息、抗多径和窄带干扰能力强的优点。

典型超宽带雷达系统由发射机、接收机、发射天线、接收天线、雷达主控系统及数据采集、处理及显示系统组成。发射机产生的超宽带信号由发射天线转变为电磁波辐射出去，经由目标反射、散射后的部分电磁波能量被接收天线捕获，并转变为电压信号供后端处理。由于目标的距离及散射特性存在差异，接收机接收到的对应不同目标的回波信号幅度及时延也会存在差异，通过对接收数据进行处理，识别这些差异便可以实现对目标的检测。但是，由于发射机、接收机的时钟脉冲为高频脉冲，因此在对发射机、接收机的时钟脉冲进行同步时非常难控制。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题：针对现有技术的上述问题，提供一种差频-延时式收发时钟同步方法、电路及超宽带脉冲雷达接收装置，本发明通过进行时钟分频目的是产生可以控制的频差，对输入高速信号实施等效采样，能够解决单独采用延时器时接收与发射之间的时间步进瓶颈问题，而且能够有利于提升接收器接收信号的频率，克服了差频式接收实时性差、信号刷新率低及数据冗余的弊端。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：

一种用于超宽带脉冲雷达接收装置的差频-延时式收发时钟同步方法，实施步骤包括：

1)针对时钟1通过n分频器进行分频得到时钟3，针对时钟2通过n分频器进行分频得到时钟4；定时通过控制时钟3或者时钟4进行延时将时钟3与时钟4的相位保持为零；

2)分别将时钟3进行缓冲后输出以控制发射机发射脉冲；将时钟4进行缓冲后输出以控制接收机接收雷达回波。

可选地，步骤1)中定时通过控制时钟3或者时钟4进行延时将时钟3与时钟4的相位保持为零具体是指每历经时间t'=n/δf控制时钟3或者时钟4进行延时将时钟3与时钟4的相位保持为零，其中n为分频器的分频倍数，δf为时钟1和时钟2之间的时钟频率差。

此外，本发明还提供一种用于超宽带脉冲雷达接收装置的差频-延时式收发时钟同步电路，包括发射时钟电路单元、接收时钟电路单元和控制器，所述发射时钟电路单元、接收时钟电路单元均包括依次相连的时钟源、分频器、缓冲器，所述发射时钟电路单元、接收时钟电路单元两者中至少一者位于分频器、缓冲器之间串接有延时器，所述延时器的控制端、分频器的控制端分别与控制器相连。

可选地，所述发射时钟电路单元的时钟源为温补晶体振荡器。

可选地，所述接收时钟电路单元的时钟源为压控温补晶体振荡器，所述压控温补晶体振荡器的控制端连接有数字模块转换控制器，所述数字模块转换控制器的控制端与控制单元相连。

此外，本发明还提供一种超宽带脉冲雷达接收装置，包括时钟同步电路、缓冲器、发射机以及接收机，所述时钟同步电路为前述用于超宽带脉冲雷达接收装置的差频-延时式收发时钟同步电路，所述发射时钟电路单元的输出端通过缓冲器与发射机的时钟输入端相连，所述接收时钟电路单元的输出端通过缓冲器与接收机的时钟输入端相连。

可选地，所述接收机包括接收天线、低噪声放大器、对称取样门脉冲电路、取样保持电路、基带信号滤波放大电路，所述接收天线通过低噪声放大器与对称取样门脉冲电路的一路输入端相连，所述对称取样门脉冲电路的输入端与缓冲器相连、输出端与取样保持电路的另一路输入端相连，所述取样保持电路的输出端通过基带信号滤波放大电路将接收信号输出。

可选地，所述对称取样门脉冲电路包括差分运算放大器u1、互补宽带的pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2、电阻r9～r12、电阻rl1～rl2、短路线t1～t2、二极管d2～d4以及电容c5～c8，差分运算放大器u1在输入的时钟信号作为控制信号vs的驱动下在同相输出端和反向输出端产生一对差分信号并分别输出给pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2，pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2两者的发射极相互连通，pnp型微波三极管q1的集电极通过电阻r9和负电源-vcc相连，同时pnp型微波三极管q1的集电极还依次通过电容c5、正向的二极管d3、电容c7、电阻rl1接地，二极管d3、电容c7之间的中间接点通过短路线t2接地，电容c5、二极管d3之间的中间接点通过电阻r11和负电源-vcc相连，npn型微波三极管q2的集电极通过电阻r10和正电源+vcc相连，同时npn型微波三极管q2的集电极还依次通过电容c6、反向的二极管d4、电容c8、电阻rl2接地，二极管d4、电容c8之间的中间接点通过短路线t1接地，电容c6、二极管d4之间的中间接点通过电阻r12和正电源+vcc相连，电容c6、二极管d4之间的中间接点还通过正向的二极管d2连接到电容c5、二极管d3之间的中间接点。

可选地，所述取样保持电路包括二极管桥、电阻rs、电阻rt1、电阻rt2、二极管d21、二极管d22、电容c21、电容c22、短路线t21、短路线t22，所述二极管桥的一个桥臂作为一个输入端通过电阻rs与天线相连、另一个桥臂作为取样保持电路的输出端，所述二极管桥与通过电阻rs与天线相连的输入端还分别通过电阻rt1、电阻rt2接地，所述对称取样门脉冲电路输出的正向单极性脉冲信号输出端依次通过二极管d21、电容c21和二极管桥的正极相连，所述对称取样门脉冲电路输出的反向单极性脉冲信号输出端依次通过二极管d22、电容c22和二极管桥的负极相连，二极管d21、电容c21之间的中间接点通过短路线t21接地，二极管d22、电容c22之间的中间接点通过短路线t22接地。

和现有技术相比，本发明具有下述优点：

1、本发明针对时钟1通过n分频器进行分频得到时钟3，针对时钟2通过n分频器进行分频得到时钟4，进行时钟分频目的是产生可以控制的频差，对输入高速信号实施等效采样，从而能够解决单独采用延时器时接收与发射之间的时间步进瓶颈问题，而且能够有利于提升接收器接收信号的频率。

2、本发明定时通过控制时钟3或者时钟4进行延时将时钟3与时钟4的相位保持为零，从而克服了差频式接收实时性差、信号刷新率低及数据冗余的弊端。

附图说明

图1为本发明实施例收发时钟同步方法的流程示意图。

图2为本发明实施例收发时钟同步装置的原理结构示意图。

图3为本发明实施例收发时钟同步装置的具体实现结构示意图。

图4为本发明实施例中超宽带脉冲雷达接收装置的基本结构示意图。

图5为本发明实施例中的对称取样门脉冲电路的电路原理示意图。

图6为本发明实施例中的取样保持电路的电路原理示意图。

图7为本发明实施例中的1ghz正弦信号采样结果。

图8为本发明实施例中的5ghz正弦信号采样结果。

图9为本发明实施例中的500ps短脉冲信号。

图10为本发明实施例中的对500ps短脉冲采样结果。

图11为本发明实施例中的超宽带脉冲雷达接收的a-scan雷达信号。

图12为本发明实施例中的超宽带脉冲雷达接收的b-scan雷达信号。

图13为本发明实施例中的接收机转换损耗。

图14为本发明实施例中的接收机输出的基带信号功率。

具体实施方式

如图1所示，本实施例用于超宽带脉冲雷达接收装置的差频-延时式收发时钟同步方法的实施步骤包括：

1)针对时钟1通过n分频器进行分频得到时钟3，针对时钟2通过n分频器进行分频得到时钟4；定时通过控制时钟3或者时钟4进行延时将时钟3与时钟4的相位保持为零；

2)分别将时钟3进行缓冲后输出以控制发射机发射脉冲；将时钟4进行缓冲后输出以控制接收机接收雷达回波。

假设时钟1的时钟频率为f0+δf，时钟2的时钟频率为f0，δf为时钟1和时钟2之间的时钟频率差。若直接采用时钟1来控制发射机发射脉冲，时钟2控制接收机接收雷达回波，则采样时时间步长τ为：

这时，雷达得到一道a-scan数据所需的时间t为：

当f0=10mhz,δf=0.0001mhz时，时间步长为τ＝1ps，每隔t=10ms得到一道a-scan波形。每道波形对应原始时间长度为100ns的雷达回波，对应最大探测距离约为15m。但是，由于发射机、接收机的时钟脉冲为高频脉冲，因此在对发射机、接收机的时钟脉冲进行同步时非常难控制。针对上述技术问题，本实施例针对时钟1通过n分频器进行分频得到时钟3，针对时钟2通过n分频器进行分频得到时钟4，通过进行分频能够使得时钟3和时钟4之间产生可以控制的频差，以便于对输入高速信号实施等效采样。假定分频器为n分频器，则分频后的时钟频率分别为(f0+δf)/n和f0/n。如采用该时钟分别控制雷达发射机和接收机，则采样时间步长为原来的n倍。这时雷达得到一道a-scan波形所需的时间同样变为原来的n倍。每道波形对应原始雷达回波的时间长度同样为原来的n倍。为了提高雷达的实时性，减少冗余数据，通过在分频器后级联延时器对分频后的时钟延时，以延时补偿的方式来缩短每道a-scan波形的时间。

本实施例中，步骤1)中定时通过控制时钟3或者时钟4进行延时将时钟3与时钟4的相位保持为零具体是指每历经时间t'=n/δf控制时钟3或者时钟4进行延时将时钟3与时钟4的相位保持为零，其中n为分频器的分频倍数，δf为时钟1和时钟2之间的时钟频率差。

本实施例中具体选择为控制时钟3延时将时钟3与时钟4的相位保持为零。设时钟1分频后得到的时钟为时钟3的频率为(f0+δf)/n；时钟2分频后得到的时钟为时钟4，其频率为f0/n时。每历经时间t'=n/δf时钟3与时钟4两时钟信号的相位对齐一次时：当历经时间t1=1/δf时，时钟3相对时钟4的相位超前对应上升沿或下降沿时间超前δt＝1/[n(f0+δf0)]。此时，若通过可编程延时器使时钟3延时δt＝1/[n(f0+δf0)]，则时钟3与时钟4的相位差将为零。同理，当历经时间tn-1＝(n-1)/δf时，时钟3相对时钟4的相位超前对应上升沿或下降沿时间超前δt＝(n-1)/[n(f0+δf0)]。此时，若通过可编程延时器使时钟3延时δt＝(n-1)/[n(f0+δf0)]，则时钟3与时钟4的相位差将恢复为零。当历经时间tn＝n/δf时，使时钟3延时恢复为0，这时时钟3与时钟4的相位差将同样为零。这样，通过对时钟3进行延时补偿，使原来两时钟相位对齐历经时间变为以前的1/n。同样，每道a-scan雷达信号波形的长度也降为原来的1/n，从而克服了差频式接收实时性差、信号刷新率低及数据冗余的弊端。同时单独采用延时器时接收与发射之间的时间步进瓶颈可以得到解决。

如图2所示，本实施例还提供一种用于超宽带脉冲雷达接收装置的差频-延时式收发时钟同步电路，包括发射时钟电路单元、接收时钟电路单元和控制器，发射时钟电路单元、接收时钟电路单元均包括依次相连的时钟源、分频器、缓冲器，发射时钟电路单元、接收时钟电路单元两者中至少一者位于分频器、缓冲器之间串接有延时器，延时器的控制端、分频器的控制端分别与控制器相连。

如图3所示，发射时钟电路单元的时钟源为温补晶体振荡器，本实施例中温补晶振输出信号为10mhz的hcmos类型方波，输出信号频率稳定度在±1ppm以内。

如图3所示，接收时钟电路单元的时钟源为压控温补晶体振荡器，压控温补晶体振荡器的控制端连接有数字模块转换控制器(dacltc2641)，数字模块转换控制器(dacltc2641)的控制端与控制单元相连。当控制电压为中心电压时，压控温补晶体振荡器输出信号为10mhz的hcmos类型方波。压控温补晶体振荡器在0.1×vdd-0.9×vdd的控制电压范围可产生±3ppm-±15ppm的频偏。压控温补晶体振荡器的控制电压由数字模块转换控制器(dacltc2641)提供。调节数字模块转换控制器(dacltc2641)输出模拟电压，使压控晶体振荡器输出信号产生-10ppm的频偏，输出频率为9.9999mh的hcmos类型方波。

如图3所示，本实施例中采用型号为xc95144的cpld芯片同时集成了控制器和分频单元的功能，分频单元包含两个分频器，用于分别对温补晶体振荡器的输出时钟、压控温补晶体振荡器的输出时钟进行n分频。

如图3所示，本实施例中延时器采用ds1023-200可编程延时器，ds1023-200可编程延时器在cpld芯片的控制下对分频器输出时钟进行延时补偿。经延时补偿后的输出时钟经施密特反向器反向后分别作为发射机和接收机控制时钟驱动发射机和接收机

如图3所示，本实施例中发射时钟电路单元、接收时钟电路单元的缓冲器采用一个型号为sn74lvc-g14的施密特反向器实现。

此外，如图4所示，本实施例还提供一种超宽带脉冲雷达接收装置，包括时钟同步电路、缓冲器、发射机以及接收机，时钟同步电路为本实施例前述用于超宽带脉冲雷达接收装置的差频-延时式收发时钟同步电路，发射时钟电路单元的输出端通过缓冲器与发射机的时钟输入端相连，接收时钟电路单元的输出端通过缓冲器与接收机的时钟输入端相连。

本实施例中的发射机和现有发射机结构相同，采用毫微秒脉冲产生电路。在此基础上，本实施例还进一步提供了接收机的电路改进，包含了对称取样门脉冲电路和取样保持电路。如图4所示，接收机包括接收天线、低噪声放大器、对称取样门脉冲电路、取样保持电路、基带信号滤波放大电路，接收天线通过低噪声放大器与对称取样门脉冲电路的一路输入端相连，对称取样门脉冲电路的输入端与缓冲器相连、输出端与取样保持电路的另一路输入端相连，取样保持电路的输出端通过基带信号滤波放大电路将接收信号输出。

如图5所示，对称取样门脉冲电路包括差分运算放大器u1、互补宽带的pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2、电阻r9～r12、电阻rl1～rl2、短路线t1～t2、二极管d2～d4以及电容c5～c8，差分运算放大器u1在输入的时钟信号作为控制信号vs的驱动下在同相输出端和反向输出端产生一对差分信号并分别输出给pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2，pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2两者的发射极相互连通，pnp型微波三极管q1的集电极通过电阻r9和负电源-vcc相连，同时pnp型微波三极管q1的集电极还依次通过电容c5、正向的二极管d3、电容c7、电阻rl1接地，二极管d3、电容c7之间的中间接点通过短路线t2接地，电容c5、二极管d3之间的中间接点通过电阻r11和负电源-vcc相连，npn型微波三极管q2的集电极通过电阻r10和正电源+vcc相连，同时npn型微波三极管q2的集电极还依次通过电容c6、反向的二极管d4、电容c8、电阻rl2接地，二极管d4、电容c8之间的中间接点通过短路线t1接地，电容c6、二极管d4之间的中间接点通过电阻r12和正电源+vcc相连，电容c6、二极管d4之间的中间接点还通过正向的二极管d2连接到电容c5、二极管d3之间的中间接点。

对称取样门脉冲电路可产生对称窄脉冲(一对正负极性相反的脉冲)。依据电路的动态进程可将对称脉冲信号的产生过程分为阶跃信号产生、阶跃恢复二极管反向导通至反向截止、阶跃二极管反向截止，阶跃二极管正向导通、pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2由导通转为截止几个阶段。差分运算放大器u1在控制信号vs的驱动下在同相输出端和反向输出端产生一对差分信号。当控制信号vs的上升沿到来时，在差分运算放大器u1的同相输出端和反向输出端分别得到上升沿和下降沿。在该差分信号的驱动下，pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2同时快速由截止区经放大区进入饱和区。由于对称的电路结构，pnp型微波三极管q1的集电极电压由三极管截止前的-vcc迅速跃升为0，而npn型微波三极管q2的集电极电压由三极管截止前的vcc迅速跃降为0。从而在pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2的集电极得到两快速对称的差分阶跃信号。

在pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2导通前，电容c5、c6左极板对地电压分别为电源电压-vcc和+vcc，右极板对地电压分别稍低于和稍高于0。当pnp型微波三极管q1、npn型微波三极管q2同时导通时，电容c5和c6同时通过放电回路开始放电，二极管d2由pnp型微波三极管q1和npn型微波三极管q2截止前的正向导通变为反向偏置。二极管d2为阶跃恢复二极管，当二极管d2反向偏置时并不能马上截止，而是经历存储时间及阶跃时间后才完全截止。从反向偏置至存储时间结束这段时间，二极管d2与正向导通时一样阻抗很小。这时，电容c5和c6主要通过由pnp型微波三极管q1、npn型微波三极管q2的集电极-发射极和二极管d3构成的放电回路进行放电。在二极管d2的存贮时间段，q1、q2由截止区经放大区向饱和区过渡。这时，pnp型微波三极管q1、npn型微波三极管q2的集电极与发射极之间的等效阻抗与二极管d2的等效阻抗相比大得多，二极管d2两端所得分压很小，二极管d3、d4不能正向导通，输出信号几乎为零。在阶跃时间段，二极管d3由反向导通快速变为反向截止，阻抗迅速由很小变为很大。而此时，对于电容c5、c6来说两极板仍贮存着大量的电荷，放电仍在继续，随着二极管d3的阻抗的迅速增加，二极管d3两端的反向电压快速上升。当该电压高于二极管d3和d4的导通电压时，二极管d3、d4导通，分别经二极管d3和d4输出快速上升和快速下降的电压信号。其上升和下降的时间主要由二极管d3的阶跃时间决定。如采用阶跃时间为100ps以下的阶跃恢复二极管，则输出的电压信号的上升沿或下降沿同样可以达到100ps以下。当二极管d2完全截止时，若pnp型微波三极管q1、npn型微波三极管q2已深度饱和，输出电压的幅度达到最大。由于对称的电路结构，输出信号幅度同样对称。当二极管d3完全截止后，电容c5和c6主要通过由pnp型微波三极管q1、npn型微波三极管q2的集电极-发射极，二极管d3、d4和短路线t1、短路线t2、电容c7、电容c8、电阻rl1、电阻rl2构成的放电回路进行放电，电容放电电流呈指数下降。这时，经二极管d3输出的电压呈指数下降，经二极管d4输出的电压呈指数上升。当二极管d2两端电压低于二极管d3和二极管d4的导通电压时，二极管d3和二极管d4截止，输出信号为0。这样，同时分别在d3的阴极得到正脉冲信号，在d4的阳极得到负脉冲信号。正脉冲信号向短路线t1和电阻rl1两个方向传播，负脉冲信号向短路线t2和电阻rl1两个方向传播。往短路线方向传播的信号在短路处反射后反向然后同样往电阻rl1和电阻rl2方向传播与先前到达的信号合成构成单周期脉冲信号。

如图6所示，取样保持电路包括二极管桥、电阻rs、电阻rt1、电阻rt2、二极管d21、二极管d22、电容c21、电容c22、短路线t21、短路线t22，二极管桥的一个桥臂作为一个输入端通过电阻rs与天线相连、另一个桥臂作为取样保持电路的输出端，二极管桥与通过电阻rs与天线相连的输入端还分别通过电阻rt1、电阻rt2接地，对称取样门脉冲电路输出的正向单极性脉冲信号输出端依次通过二极管d21、电容c21和二极管桥的正极相连，对称取样门脉冲电路输出的反向单极性脉冲信号输出端依次通过二极管d22、电容c22和二极管桥的负极相连，二极管d21、电容c21之间的中间接点通过短路线t21接地，二极管d22、电容c22之间的中间接点通过短路线t22接地。由对称脉冲产生电路产生的对称单极性脉冲信号经肖特基二极管d21和d22整流后脉冲宽度进一步变窄且减少了拖尾。整流后的脉冲信号向电容c21、c22和短路线两个方向传播。往电容c21、c22方向传播的脉冲信号使电容左极板快速充电，d21、d22快速截止。电容c21、c22与二极管桥组合成高通滤波器，经电容耦合的脉冲信号使二极管桥快速导通，这时被取样的信号经二极管桥对电容cs充电，在输出端得到与信号幅度成比例的信号。往短路线方向传播的脉冲信号在短处产生全反射且相位反相，反射后沿传输线返回与原脉冲信号叠加产生单周期脉冲信号，单周期信号的前半部分脉冲宽度相对原单极性脉冲宽度变窄，这样使取样时的取样孔径减小，有利于提高取样信号的分辨率及接收机的带宽。由于电容正负脉冲分别对电容c21和c22充电，c21右极板对左极板电压迅速降低，c22右极板对左极板电压迅速升高，当c21右极板对c22右极板电压低于二极管桥导通电压时，二桥管桥截止，对信号的取样终止。在单周期脉冲信号的后半时间段，二极管桥处于反向偏置状态。当无脉冲信号时，由于前一脉冲对电容c21、c22充电时积累的电荷由于二极管桥的截止而无法释放而导致二极管桥同样处于截止状态，避免无直流反向偏置电压时由于被取样信号幅度较过大而导致的接收失控。取样信号经积分、保持和放大处理得到接收信号。

本实施例中超宽带脉冲雷达接收装置的使用江苏泰兴微波材料厂生产的tp2微波电路板(介电常数为10.2，厚度为0.05in，损耗角为0.0023)制作。二极管桥采用agilent公司生产的hsms286p；差分放大器采用ti公司生产的ths4502,对采样信号放大的放大器采用ti公司生产的tl071运算放大器。

下文将采用差频接收方案测试本实施例中超宽带脉冲雷达接收装置中接收机的性能。假设被接收信号的时钟频率(发射机控制时钟)为f1，接收机取样的时钟频率(接收机控制时钟)为f2，f1与f2满足以下关系：f1＝n1f2+δf

上式中，n1为一整数，δf为时钟频率f1、时钟频率f2之间的频率偏移。与连续波混频类似，取样保持后得到的下变频信号频率为δf。

图7为本实施例中当时钟频率f1＝1ghz，功率为0dbm的正弦信号，时钟频率f2＝0.9999mhz时接收机输出信号波形。图8为本实施例中当时钟频率f1＝5ghz，功率为0dbm的正弦信号，时钟频率f2＝0.9999mhz时接收机输出信号波形。图9为本实施例中时钟频率f1＝5mhz的被取样短脉冲信号。图10为本实施例中当时钟频率f2＝4.9999mhz时对图7信号取样时接收机输出信号波形。图11为本实施例中当时钟频率f1＝5mhz、时钟频率f2＝4.9999mhz时接收机取样接收天线信号得到的a-scan雷达信号。图12为本实施例中对应的b-scan雷达信号。图13为本实施例中实测的和计算的接收机转换损耗。图14为本实施例中当时钟频率f1为2ghz时，接收机输出的基带信号功率与被采样信号功率对应关系。结合图7～图14可以看出，本实施例中超宽带脉冲雷达接收装置中接收机能够有效地对输入高速信号进行接收，能够解决单独采用延时器时接收与发射之间的时间步进瓶颈问题，接收信号的频率范围广。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。