一种具有基线保持功能的辐射探测器读出电路

本发明属于模拟集成电路设计技术领域，具体涉及一种探测器前端读出电路，特别涉及一种辐射探测器读出电路。

背景技术：

辐射现象一经发现便应用于生活的各种领域，比如空间探测、高能物理、安检、核医学成像等，如何对辐射能量进行快速且准确的测量也就成为这些领域中最为关键的问题。辐射探测系统主要包括辐射探测器、前端读出电路以及pc端的图像重建。

经典的辐射探测读出电路如图1所示，电荷敏感放大器将辐射探测器收集到的电荷量转化为电压信号，再经过滤波成形器整形滤波之后输出到后端。但是随着应用场景越来越复杂。如在医学成像中的正电子发射断层成像(positronemissiontomography，pet)，对入射辐射事件的频率要求越来越高，上述经典的前端读出电路由于没有基线保持或者基线恢复电路对csa与shaper输出基线的稳定作用，在高频时会导致基线漂移，进而导致成形器输出基线和峰值改变，典型值为输入电荷为1fc，频率为200khz时基线漂移为20mv-30mv。严重影响检测精度。基线恢复电路能有效的抑制基线的漂移，但是由于辐射信号的随机性，需要引入庞大的逻辑控制电路，增加芯片面积的同时也会增加更多的噪声。

技术实现要素：

本发明旨在解决以上现有技术的问题。提出了一种具有基线保持功能的辐射探测器读出电路。本发明的技术方案如下：

一种具有基线保持功能的辐射探测器读出电路，其包括电荷敏感放大器、零极点消除电路、滤波成形器及基线保持电路，电荷敏感放大器的输入来自于辐射探测器收集的电荷信号，电荷敏感放大器的输出端连接零极点消除电路的输入端，零极点消除电路的输出端分别和基线保持电路的输入端、滤波成形器的输入端相连接，滤波成形器的输出端和基线保持的输出端都连接到辐射探测器读出电路的输出端，电荷敏感放大器用于将辐射探测器采集到的电荷信号放大为电流信号，mn1为放大管，mp1、mp2、mp3、mp4、mp5、mp6为mn1提供所需要的电流，cf为积分电容，对电荷信号进行积分，mn2为等效的泄放电阻，用于及时泄放积分电容上的电荷，零极点消除电路通过mrf引入一个零点，该零点能抵消电荷敏感放大器与滤波成形器之间的极点，滤波成形器的功能为滤除低频和高频噪声并将电荷敏感放大器的输出波形转换为近高斯波形，通过rsh1、csh1、rsh2、csh2构成cr、rc滤波成形器执行滤波和整形的作用。及基线保持电路通过mp18和cnl构成非线性回路以及nm12和clp构成低通滤波回路，两者同时对导致基线漂移的低频直流信号进行限制，而对有用的高频辐射信号具有免疫作用，达到保持基线的作用。

进一步的，所述电荷敏感放大器包括六个pmos管，分别为mp1、mp2、mp3、mp4、mp5、mp6，两个nmos管，输入管为mn1、mn2，所述mp1的源极、mp3的源极、mp5的源极与电源vdd相连；mn1的源极与地线gnd相连；mp1的漏极连接mp2的源极；mp3的漏极连接mp4的源极；mp5的漏极连接mp6的源极；mp2、mp4、mp6的漏极与mn1的漏极相连，再连接到csa的输出outcsa；mp1的栅极、mp2的栅极分别连接到外部偏置电压vsap1、vcsap2；mp3的栅极、mp5的栅极连接外部偏置vbp；mp4的栅极、mp6的栅极连接外部偏置vcp，mn1的栅极为电荷敏感放大器的输入端incsa；积分电容cf的左端连接incsa，右端连接outcsa；mn2的栅极连接外部参考电压vr，源极连接incsa，漏极连接outcsa。

进一步的，所述pmos管mp1和mp2、mp3和mp4、mp5和mp6分别构成三个电流源为放大支路提供电流，且mp1和mp2支路的电流小于其他两支路，达到降低噪声的目的，mn1为大尺寸的放大管为电荷敏感放大器提供60db左右的放大倍数，cf为积分电容，跨接在放大器的两端，mn2为一nmos等效的泄放电阻，泄放积分电容cf上的电荷，vr电压使mn2始终工作在线性区，节约面积的同时提供一个mω级的泄放电阻值。

进一步的，所述零极点消除电路和滤波成形器包括七个pmos管，分别为：mp7、mp8、mp9、mp10、mp11、mp12、mp13；八个nmos管，分别为：mn3、mn4、mn5、mn6、mn7、mn8、mn9、mrf；三个电阻，分别为：rsh1、rsh2、r1；三个电容，分别为cpzc、csh1、csh2；mp7、mp9、mp11、mp13的源极与电源vdd相连；mn4、mn6、mn8的源极全部与地线gnd相连；cpzc的左端、mrf的漏极与零极点消除电路的输入inpzc相连；cpzc的右端、mrf的源极、mp13的漏极、mn4的栅极、rsh1、csh1的下端与pzc的输出端outpzc即shaper的输入端inshaer相连；mp13的栅极、mp7的栅极、mp9的栅极极连接外部偏置电压vbp；mp7的漏极连接mp8的源极；mp8的漏极连接mn3的漏极和mp10的栅极；mn3的源极连接mn4的漏极；rsh1、csh1的上端、mp9的漏极、mp10的源极一起连接到r1的下端；r1的上端、rsh1、csh1的上端一起连接到mp11的栅极；mp11的漏极连接到mp12的源极，mp12的漏极和mn7的栅极连接到mn5的漏极；mn5的源极连接到mn6的漏极；mn7的源极连接到mn8的漏极作为shaper的输出outshaper，mp12和mn5的栅极分别连接到外部偏置vbp1、vcn1；mn6与mn8的栅极相连再连接到外部偏置vbn1。

进一步的，所述零极点消除电路的传输函数为：式中vout(s)和iin(s)分别为输入电流和输出电压在频域上的表示，cf和rf分别对应电荷敏感放大器的积分电容和泄放电阻，s为拉普拉斯复变量，cpzc和rpzc分别为零极点消除电路中的电容值与等效的电阻值，rsh1和rsh2为成形器的两个电阻值，τsh成形器的时间常数且τsh＝rsh1csh1＝rsh2csh2，由上述推导可知，只要保证cpzcrpzc＝cfrf时，零极点消除的引入的零点就能抵消电荷敏感放大器的极点。

进一步的，所述基线保持电路包括六个pmos管，分别为：mp14、mp15、mp16、mp17、mp18、mp19，五个nmos管，分别为：mn10、mn11、mn12、mn13、mn14，mp14、mp18的源极以及mn12的漏极连接电源线vdd，mn10、mn11、mn13、mn14的源极、mp9的漏极以及clp、cnl电容的下端连接地线gnd；mn12的源极、mn10的栅极连接到clp的上端mp18的漏极、mn12的栅极以及mp19的源极连接到cnl的上端，mp14的漏极连接mp15的源极、mp15的漏极、mp16的源极、mp17的源极全部连接在一起，mp16的漏极、mp19的栅极连接到mn13的漏极；mn14的漏极和栅极连接在一起再连接到mn13的栅极；mn11、mp16、mp18、mp15、mp14的栅极分别连接到外部偏置电压vblp、vref、vcp、vbp、vbnl；mn10的漏极作为基线保持电路的输出outblh，mp17的栅极作为基线保持电路的输入inblh。

进一步的，mp14、mp15、mp16、mp17与mn13、mn14构成一个误差放大器，mp14、mp15为电流源，用于比较输入电压inblh与外部参考电压并将误差值放大，mp18，mp19与cnl构成一条非线性通路，通过较小的压摆率限制高频信号的影响，mn12、mn11和clp组成一低通滤波器，同样用于限制高频信号，导通低频信号，mn10管的作用是将电压信号转换为电流信号，控制shaper的输入直流电压。

进一步的，所述基线保持电路的非线性支路的极点为式中ωnl为本支路的极点角频率，inl为非线性支路的偏置电流，vt为热电压，cnl为电容值，其中低通滤波支路的极点为式中ωlp为本支路的极点角频率，ilp为非线性支路的偏置电流，clp为电容值，保证低通滤波支路为低频极点，而非线性支路为高频极点。

本发明的优点及有益效果如下：

1、本发明的前端读出电路除了经典电路中的电荷敏感放大器和成形器之外还包括有零极点消除电路，能有效的消除电敏感放大器与成形器之间由于极点引起的下冲，进而提高整个通道的检测精度和能量分辨率。

2、本发明的辐射探测前端读出电路包含了基线保持电路，当成形器输出发生漂移时，通过误差放大器将漂移量与设定的参考电压进行比较后，反馈到成形器的输入，期间主要通过cnl构成一条非线性通路，限制压摆率，除此之外clp支路组成的一低通滤波器，两者同时对导致基线漂移的低频直流信号进行限制，而对有用的高频辐射信号具有免疫作用，不影响辐射信号的检测与采集。具有良好的基线保持效果，尤其是在高频辐射事件输入时，本电路能在300khz辐射输入时维持基线稳定不漂移。

附图说明

图1是经典辐射探测读出电路框图。

图2本发明的辐射探测器读出电路框图。

图3本发明的电荷敏感放大器电路原理图。

图4本发明的零极点消除电路和成形器电路原理图。

图5本发明的基线保持电路原理图。

图6电荷敏感放大器瞬态仿真结果。

图7整形器瞬态仿真结果。

图8高频持续输入时整形器瞬态仿真结果。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、详细地描述。所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例。

本发明解决上述技术问题的技术方案是：

本申请实施例中通过在电荷敏感放大器和成形器之间引入零极点消除电路，有效的消除电敏感放大器与成形器之间由于极点引起的下冲，进而提高整个通道的检测精度和能量分辨率。通过cnl构成一条非线性通路，限制压摆率，除此之外clp支路组成的一低通滤波器，两者同时对导致基线漂移的低频直流信号进行限制，而对有用的高频辐射信号具有免疫作用，不影响辐射信号的检测与采集。具有良好的基线保持效果。

实施例

如图2所示，包括电荷敏感放大器，滤波成形器，零极点消除电路，基线保持电路。其中，电荷敏感放大器输出来自于辐射探测器收集的电荷信号，电荷放大器的输出端连接零极点消除电路的输入端，零极点消除的输出端和基线保持电路的输入端连接滤波成形器的输入端，滤波成形器的输出端和基线保持的输出端都连接到输出。

如图3所示，电荷敏感放大器包括六个pmos管，分别为mp1、mp2、mp3、mp4、mp5、mp6，两个nmos，输入管为mn1、mn2，所述mp1的源极、mp3的源极、mp5的源极与电源vdd相连；mn1的源极与地线gnd相连；mp1的漏极连接mp2的源极；mp3的漏极连接mp4的源极；mp5的漏极连接mp6的源极；mp2、mp4、mp6的漏极与mn1的漏极相连，再连接到csa的输出outcsa；mp1的栅极、mp2的栅极分别连接到外部偏置电压vsap1、vcsap2；mp3的栅极、mp5的栅极连接外部偏置vbp；mp4的栅极、mp6的栅极连接外部偏置vcp，mn1的栅极为csa的输入端incsa；cf的左端连接incsa，右端连接outcsa；mn2的栅极连接外部参考电压vr，源极连接incsa，漏极连接outcsa。

如图3所示，整个电荷敏感放大器的核心运算放大器采用分离电流镜作为负载，在经典的cascode电流源负载结构中，由mp1管引入的噪声为式中vnp1为mp1产生的等效输入噪声分量，kf为工艺参数，cox、wp1、lp1分别为mp1管栅极寄生电容、沟道宽度和沟道长度，gmp1和gmn1分别为mp1和mn1的跨导值。由此可得减小噪声的有效方法为减小gmp1并且增加gmn1，所以本发明的运放通过mp3、mp5、mp4和mp6构成的电流镜为mn1提供电流，减小mp1的电流，进而减小gmp1，增加gmn1。在本实施例中，积分电容cf＝100ff，理想放大倍数为10mv/fc。工作在线性区的mn2等效电阻为30mω。

如图4所示，本发明中的零极点消除电路和成形器包括七个pmos管，分别为：mp7、mp8、mp9、mp10、mp11、mp12、mp13；八个nmos管，分别为：mn3、mn4、mn5、mn6、mn7、mn8、mn9、mrf；三个电阻，分别为：rsh1、rsh2、r1；三个电容，分别为cpzc、csh1、csh2；mp7、mp9、mp11、mp13的源极与电源vdd相连；mn4、mn6、mn8的源极全部与地线gnd相连；cpzc的左端、mrf的漏极与零极点消除模块的输入inpzc相连；cpzc的右端、mrf的源极、mp13的漏极、mn4的栅极、rsh1、csh1的下端与pzc的输出端outpzc即shaper的输入端inshaer相连；mp13的栅极、mp7的栅极、mp9的栅极极连接外部偏置电压vbp；mp7的漏极连接mp8的源极；mp8的漏极连接mn3的漏极和mp10的栅极；mn3的源极连接mn4的漏极；rsh1、csh1的上端、mp9的漏极、mp10的源极一起连接到r1的下端；r1的上端、rsh1、csh1的上端一起连接到mp11的栅极；mp11的漏极连接到mp12的源极，mp12的漏极和mn7的栅极连接到mn5的漏极；mn5的源极连接到mn6的漏极；mn7的源极连接到mn8的漏极作为shaper的输出outshaper，mp12和mn5的栅极分别连接到外部偏置vbp1、vcn1；mn6与mn8的栅极相连再连接到外部偏置vbn1。

如图4所示，整个电路的传输函数为：式中vout(s)和iin(s)分别为输入电流和输出电压在频域上的表示，cf和rf分别对应电荷敏感放大器的积分电容和泄放电阻，s为拉普拉斯复变量，cpzc和rpzc分别为零极点消除电路中的电容值与等效的电阻值，rsh1和rsh2为成形器的两个电阻值，τsh成形器的时间常数且τsh＝rsh1csh1＝rsh2csh2。由上述推导可知，只要保证cpzcrpzc＝cfrf时，零极点消除的引入的零点就能抵消电荷敏感放大器的极点，本实施例中cpzc＝100ff。mn3、mp11所在的两条支路分别为一个nmos输入和pmos输入的单级放大器，rsh1、csh1、rsh2、csh2分别构成cr、rc滤波成形器，mp9、mp10和mp11、mp12分别构成前面两个放大器的源极跟随器，用于调整直流电平，保证放大器的正常使用。本实施例中rsh1＝rsh2＝100kω，csh1＝csh2＝1pf，所以得到整个成形器的达峰时间τsh＝100ns。

如图5所示，所述的基线保持电路包括六个pmos管，分别为：mp14、mp15、mp16、mp17、mp18、mp19，五个nmos管，分别为：mn10、mn11、mn12、mn13、mn14，mp14、mp18的源极以及mn12的漏极连接电源线vdd，mn10、mn11、mn13、mn14的源极、mp9的漏极以及clp、cnl电容的下端连接地线gnd；mn12的源极、mn10的栅极连接到clp的上端mp18的漏极、mn12的栅极以及mp19的源极连接到cnl的上端，mp14的漏极连接mp15的源极、mp15的漏极、mp16的源极、mp17的源极全部连接在一起，mp16的漏极、mp19的栅极连接到mn13的漏极；mn14的漏极和栅极连接在一起再连接到mn13的栅极；mn11、mp16、mp18、mp15、mp14的栅极分别连接到外部偏置电压vblp、vref、vcp、vbp、vbnl；mn10的漏极作为基线保持电路的输出outblh，mp17的栅极作为基线保持电路的输入inblh。

如图5所示，整个基线保持电路由三部分组成，第一部分为mp14、mp15、mp16、mp17与mn13、mn14构成的误差放大器，其中mp14、mp15为电流源，用于比较输入电压inblh与外部参考电压并将误差值放大。第二部分为mp18，mp19与cnl构成一条非线性通路，通过较小的压摆率限制高频信号的影响。第三部分mn12、mn11和clp组成一低通滤波器，同样用于限制高频信号，导通低频信号。mn10管的作用是将电压信号转换为电流信号，控制shaper的输入直流电压。其中非线性支路的极点为式中ωnl为本支路的极点角频率，inl为非线性支路的偏置电流，本实施例中设置为100na，vt为热电压，cnl为电容值，本实施例中设置为100ff，综上ωnl≈50mrad/s。其中低通滤波支路的极点为式中ωlp为本支路的极点角频率，ilp为非线性支路的偏置电流，本实施例中设置为100pa，vt为热电压26mv，clp为电容值，本实施例中设置为10pf，综上ωlp≈5krad/s。保证低通滤波支路为低频极点，而非线性支路为高频极点。

仿真结果

如图6所示，给csa输入的信号为宽度为10ns，高度为-100na，等效电荷量为1fc，输出脉冲幅度为9.89mv，可见csa的放大倍数为9.89mv/fc，且输出信号存在拖尾现象，长度为270us。如图7所示，本实施例的成形器预设放大倍数为1，由此得到成形器输出准高斯波形的峰值高度为10.5mv，达峰时间为114ns，拖尾时间减少到1us。

如图8所示，将输入信号频率增加到200khz，得到成形器的输出瞬态仿真结果。上半部分的波形为没有加入基线保持电路的输出结果，由图可知，输入时间持续100us，基线发生2.16mv的漂移。下半部分的波形为在相同条件下带有基线保持电路的输出结果，基线漂移量为42.5uv。

从上述结果可以看出，本发明的辐射探测读出电路具有放大探测的电荷信号，滤波成形以及在高频先减小基线漂移的作用。

还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上这些实施例应理解为仅用于说明本发明而不用于限制本发明的保护范围。在阅读了本发明的记载的内容之后，技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等效变化和修饰同样落入本发明权利要求所限定的范围。