使用时间反转声学的全数字行程时间流量计的制作方法

1.本技术涉及流量计，具体而言，涉及超声行程时间流量计。


背景技术：

2.目前，各种类型的流量计用于测量通过管道的例如液体或气体的流体的体积流量。超声流量计是利用声学多普勒效应的多普勒流量计，或者是利用由源和介质的相对运动引起的传播时间差的行程时间流量计(有时也被称为传输流量计)。行程时间也称为飞行时间或渡越时间。
3.一种超声行程时间流量计评估超声脉冲在流动方向与反流动方向上传播的传播时间的差。提供超声流量计作为在线流量计，也称为侵入式或湿式流量计，或者作为夹持式流量计，也称为非侵入式流量计。其它形式的流量计包括文丘里通道、溢流堰、雷达流量计、科里奥利流量计、差压流量计、磁感应流量计和其它类型的流量计。
4.当存在不规则的流动剖面或开放通道时，可能需要多于一个的传播路径来确定平均流速。其中，在诸如iec41或en iso6416的水文标准中描述了多径过程。作为进一步的应用，超声流量计也用于测量流动剖面，例如利用声学多普勒流速剖面仪(adcp)。adcp也适用于测量河流和开放水域的水流速度和排放。
5.zhaohong zhang的“matched-filter ultrasonic sensing:theory and implementation”(white paper slaa814-2017年12月)公开了基于匹配滤波器的超声传感技术的操作理论和使用(ti)msp430fr6047微控制器的单芯片实施平台。


技术实现要素：

6.本说明书的目的是提供一种改进的渡越时间流量计和相应的计算机实施的方法，一般用于测量流体的平均流速或流动剖面，并且特别地用于诸如水的液体和/或气体。
7.在根据本说明书的流量测量装置中，使用例如压电元件形式的声换能器，也称为压电换能器，来生成和接收测量信号。
8.替代的声音发射器包括激励金属膜或其它光吸收表面振动的激光器，或线圈驱动的扬声器。根据其它实施例，流量计以其它方式产生压力波，例如通过mems装置、通过使用压电膜等。接收器侧也可以由不同于压电换能器但检测超声波的其它装置表示。
9.尽管在本说明书中经常使用术语“压电换能器”，但是它也代表产生或检测超声波的其它声波换能器。
10.根据本说明书的测量信号可以由匹配滤波器来建模。当参考信号操纵步骤使用词语“信号”时，其可以特别地指计算机存储器中的信号的表示。
11.特别地，信号表示可以由数字化幅度和相关联的离散时间的值对来定义。
12.根据本说明书的超声流量计可以通过使用任意形状的信号来提供聚焦特性的期望特性，以便超声流量计在接收换能器处或者通过在接收adc之后的计算获得具有期望特性的信号。
13.作为示例，在根据本发明的流量计中使用的声波的频率可以在20khz和2mhz之间，这对应于0.5微秒(μs)的振荡周期，但是它甚至可以高达800mhz。
14.在一方面，本说明书公开了一种用于利用使用时间反转数字化信号的超声行程时间流量计来确定流速的微控制器。特别地，在信号评估通过数字信号处理完成并且施加到超声换能器的电信号是阶跃信号(其也可以被认为是数字信号)的意义上，流量计可以是“全数字”的。即，电信号具有在预定采样时间上恒定的离散电压电平序列。因此，不需要具有模拟部分的dac，并且dac可以由脉冲发生器代替。
15.微控制器能够生成任意的脉冲信号。特别地，微控制器可以被配置为输出具有任意频率和长度的脉冲串。
16.根据本说明书的微控制器可包含多个缓冲器输出端子，例如四个或八个输出端子，而不是仅一个输出端子。为此，微控制器可以包括并行结构的多个缓冲器，例如四个或八个缓冲器，这允许所有信号到所有相应通道或缓冲器的时间复用输出。
17.即，芯片或fgpa中的发射器路径或信号生成路径，或连接到这种芯片或fpga的路径可操作以生成具有任意选择的脉冲长度的任意脉冲串。在本文中，“任意”意味着在预定范围和精度内的任意，例如在预定最小和最大频率范围内并且在预定精度内。
18.微控制器包括用于连接第一超声换能器的第一接收器端子、用于连接第一超声换能器的第一发射器端子、用于连接第二超声换能器的第二接收器端子、用于连接第二超声换能器的第二发射器端子。接收器端子和发射器端子也被称为“连接器”。
19.在一个实施例中，第一接收器端子和第一发射器端子以及第二接收器端子和第二发射器端子重合。当不存在重叠的发送和接收时，这可能是特别有用的。
20.第一接收器端子和第二接收器端子与信号处理单元或信号处理装置连接，提供该信号处理单元或信号处理装置以用于评估从换能器接收的信号。信号处理单元包括模数转换器(adc)和评估电路。与简单的定时器电路不同，adc可以提供各种选项来计算信号的形状。
21.预测的信号形状可用于降低adc的采样率和/或幅度分辨率。特别地，功率节省特征可以利用根据本说明书的信号形状。adc的幅度数字化的采样率和/或准确幅度也可以是非均匀的和时间相关的，以进一步降低功耗，并且该时间相关性可以取决于预测的信号形状。此外，adc可以仅在发送测量信号之后的指定时间之后导通，并且在已经接收到响应信号之后再次关断。
22.第一发射器端子和第二发射器端子连接到信号发生单元。该信号发生单元包括用于存储信号参数的存储器和缓冲器。
23.信号发生单元和信号处理单元被配置为将振荡电输出信号发送到第一发射器端子，并且在第二接收器端子处接收响应信号，并且至少根据所接收的响应信号导出流体的流速。
24.在一个实施例中，信号发生单元的缓冲器连接到脉宽调制(pwm)单元，该pwm单元连接到低通滤波器。脉宽调制可以提供简单和鲁棒的方式来从数字信号生成模拟电信号，然后将该模拟电信号施加到超声换能器，诸如压电元件、压电膜或扬声器膜、微机电元件或另一类型的换能器。通过使用功率电子装置，可以使脉宽调制的输出信号足够大，使得在许多情况下不需要额外的信号放大。pwm可以提供足够质量的结果模拟信号。
25.微控制器的pwm也可在缓冲器或pwm的输出之后与弱低通滤波一起使用或无低通滤波使用，以生成具有阶梯形状或类似阶梯形状的输出信号。为此，可以将低通滤波器提供为可调节或可开关低通滤波器。
26.pwm信号在信号的时间信息中存储幅度信息。时间分辨率的粒度对pwm信号的分辨率有影响。为此，pwm信号发生器可以被设计成提供比可比较的adc更高的频率，例如10倍那么高。pwm信号发生器的幅度可以与脉冲发生器相同或相似。
27.在另一实施例中，微控制器的信号发生单元包括现场可编程门阵列(fpga)，其连接到数字输入/输出连接器。信号发生单元操作用于根据fpga的输出信号导出振荡信号，其中借助通过数字输入/输出连接器提供编程指令来修改fpga的输出信号。
28.特别地，fpga可以包含逻辑或电路布置以根据提供的信号参数导出期望的输出信号。其中，信号参数可以从存储器读入、预先计算或实时计算。在一个实施例中，从中导出输出信号的信号参数的计算取决于接收信号。
29.在另一实施例中，信号发生单元被配置为生成信号串，该信号串包括由预定静默时段分开的振荡信号部分，在该预定静默时段中输出电压是恒定的，特别地，输出电压在静默时段期间可以是零。在一个实施例中，振荡信号部分以规则的间隔重复。在另一实施例中，振荡信号部分的持续时间和其间的时间间隔的持续时间通过计算确定。特别地，时间间隔的计算可以包括预定幅度范围内的随机分量或抖动，由此振荡信号部分彼此在时间上具有随机变化的距离。
30.根据另一实施例，振荡信号的信号生成包括施加脉宽调制并将低通滤波器施加到脉宽调制的输出信号。
31.在又一实施例中，振荡信号的信号生成包括信号串的生成，该信号串包括由预定静默时段分开的振荡信号部分，在该预定静默时段中输出电压是恒定的，其中恒定电压电平可以是零。
32.在测量流速期间，微控制器将第二测量信号施加到换能器中的一个，在换能器中的另一个处接收对第二测量信号的响应信号，并且处理响应信号以导出流速。
33.根据一方面，本说明书公开了一种用于使用传输时间超声流量计来确定流体导管或通道中的流体的流速的计算机实施的方法，特别是管道或管子中的流体的流速。在优选实施例中，“计算机实施”是指在诸如微处理器、asic、fpga等的小规模电子部件上的执行，其可以用于便携式或紧凑型固定数字信号处理设备中，其通常具有比工作站或大型计算机更小的尺寸，并且可以沿着流体管道放置在所需位置。
34.在下文中，术语“通道”、“导管”、“通路”等用作同义词。本技术的主题可以应用于所有类型的用于流体的导管，而与它们各自的形状无关，并且与它们是打开的还是关闭的无关。本技术的主题还可以应用于所有类型的流体或气体，不管它们是气体或液体，还是两者的混合物。
35.在整个申请中，经常使用术语“计算机”。尽管计算机包括诸如膝上型计算机或台式计算机的设备，但是信号传输和接收也可以由微控制器、专用集成电路(asic)、fpga等来完成。
36.此外，换能器之间的连接线可以相对于流体导管的中心偏移，以便获得预定层中的流速，并且可以存在多于一对的换能器。此外，测量信号可以由多于一个的换能器提供
和/或对测量信号的响应信号可以由多于一个的换能器测量。
37.此外，本说明书公开了一种流量测量装置，具有连接到第一连接器的第一压电换能器，并且具有连接到第二连接器的第二超声换能器，诸如压电换能器。特别地，诸如压电换能器的超声换能器可以设置有附接区域，诸如用于将它们附接到管道的夹持机构。
38.此外，本说明书公开了一种具有管道部分的流量测量装置。将诸如压电换能器的第一超声换能器在第一位置处安装到管道部分，并且将诸如压电换能器的第二超声换能器在第二位置处安装到管道部分。特别地，可以将换能器夹持到管道部分。当装置相对于管道部分预校准时，为装置提供管道部分可提供益处。
39.该装置可以被制造得紧凑和便携。根据本说明书的便携式装置，其配备有诸如夹持式换能器的可表面安装的换能器，可以用于检查任何可触及位置上的管道。通常，该装置可以是固定的或便携式的。优选地，该装置足够紧凑以放置在所需位置，并且受充分地保护以免受环境条件的影响，例如湿度、热量和腐蚀性物质。
40.特别地，专用电子部件可以由包括上述计算机可读存储器的电子部件提供。根据其它实施例，专用电子部件由具有硬连线或具有可配置电路的部件提供，可配置电路诸如专用集成电路(asic)或现场可编程门阵列(fpga)。
41.可以如下执行用于学习信号的学习过程。在本文中，通过学习过程生成的信号可以指数字滤波器或其它离散时间序列。信号可以用于生成声音信号，或者可以用于处理所接收的声音信号的数字化版本的计算目的。
42.学习是通过在受控条件下，例如在零流量下，捕获通道的阶跃响应来完成的。这可以通过使用一个或多个脉冲作为通过通道传送的发射信号来完成。在此，“通道”是指包括流体的连通通道。
43.然后如下处理阶跃响应：
44.在pwm生成信号的情况下，将阶跃响应时间反转并数字化，使得pwm发射信号对应于时间反转的阶跃响应。
45.在脉冲串输入的情况下，在模数转换之后，将通道的阶跃响应存储在数字接收滤波器中。
46.然后可以如下进行测量阶段：
47.在使用pwm信号的情况下，通过将时间反转数字信号作为输入提供给pwm装置并将pwm装置的输出端连接到超声换能器，将通过学习过程得到的时间反转通道脉冲响应用作发射信号。
48.在使用脉冲串的情况下，与在学习阶段期间使用的信号相同的信号可以用作测量阶段中的发射信号或测量信号。例如，阶跃信号或单个脉冲或脉冲串可以用作发射信号或测量信号。在一个示例中，脉冲串具有10到30个脉冲。测量信号与学习阶段相比可以可替换地更长或更短。
49.在将pwm信号用作发射信号的情况下，发射信号与信道脉冲响应折叠，并且在adc的输入端处接收到明显的峰值。即，在lti系统(线性时不变系统)的近似中，接收的响应信号是发射信号与先前确定的通道脉冲响应的卷积。
50.将接收的信号数字化，并且将信号的峰值例如用于导出行程时间信息。这可以通过高分辨率采样过程或者可替换地通过接收信号的内插来完成。所述信号峰值检测属于
pwm，如果相关过程发生在通道内，则峰值仅在adc之后立即出现。
51.如果存储的逆滤波器与接收滤波器相关，则也可以在adc之后计算峰值。
52.在将脉冲串用作发射信号的情况下，我们解释信号处理可以通过根据本发明的dtraf或dtrac方法来执行。与dtraf方法相比，dtrac方法可以提供提高的功率效率。提高效率的一个原因是dtraf方法利用fir滤波器对整个接收信号进行滤波。另一方面，dtrac方法不进行这种消耗功率的操作，而是直接使数字化的测量信号相关。
53.在dtraf的情况下，在学习阶段之后，用先前存储的通道响应的逆对接收信号进行滤波，通常是在有限脉冲响应滤波器中。作为该滤波操作的结果，获得了明显的峰值。这个操作可以针对上游信号和下游信号来进行。然后，对所得到的信号进行互相关和内插。
54.其次，在dtrac的情况下，将测量过程的adc信号与训练信号互相关，然后内插。这可以同样针对上游信号和下游信号来进行，使得可以计算上游信号和下游信号之间的行程时间差δt。
附图说明
55.现在参考若干附图更详细地解释本说明书的主题，其中：
56.图1示出了具有两个压电元件的第一流量计布置，
57.图2示出了图1的流量计布置，一个直接信号和两个散射信号，
58.图3示出了当沿流动方向观察时图1的流量计布置，
59.图4示出了具有四个压电元件和四个直接信号的第二流量计布置，
60.图5示出了当沿流动方向观察时图4的流量计布置，
61.图6示出了根据本发明的用于流量测量的多对一传感器布置，
62.图7示出了根据本发明的用于流量测量的一对多传感器布置，
63.图8示出了根据本发明的用于层中流量测量的一对一传感器布置，
64.图9示出了根据本发明的用于多层中的流量测量的多传感器布置，
65.图10示出了根据本发明的用于测量流速的装置，
66.图11示出了用于导出在图10的流量计中使用的波形的迭代过程，
67.图12示出了用于导出在图10的流量计中使用的波形的另一过程，
68.图13示出了用于导出在图10的流量计中使用的波形的另一过程，
69.图14示出了脉宽调制器的pwm信号与时间反转信号之间的比较，其中pwm信号近似于时间反转tra信号，
70.图15示出了对图15的pwm信号的响应信号与对图15的时间反转信号的响应信号之间的比较，
71.图16示出了基于pwm的相关tra的仿真结果，
72.图17示出了用图21所示的数字tra相关方法生成的信号的仿真结果，
73.图18示出了用图19所示的数字tra滤波方法生成的信号的仿真结果，
74.图19以框图的形式示出了dtraf方法的可视显示，
75.图20示出了用于确定相关函数的最大值的一般峰值内插的图示，
76.图21以框图的形式示出了dtrac方法的可视显示，以及
77.图22示出了所提出的流速测量装置的另一实施例。
具体实施方式
78.在以下描述中，提供细节以描述本发明的实施例。然而，对于本领域技术人员来说，显然，可以在没有这些细节的情况下实施这些实施例。
79.图中所示的实施例的一些部分具有相似的部分。相似的部分具有相同的名称或带有撇号或字母符号的相似的部分编号。在适当的情况下，通过参考其他相似部分，也适用对这些相似部分的描述，从而在不限制本公开内容的情况下减少文本的重复。
80.图1示出了第一流量计布置10。在该流量计布置中，第一压电元件11放置在管道12的外壁处，该管道也称为管12。第二压电元件13放置在管道12的相对侧，使得压电元件11和下游压电元件13之间的直线与平均流动方向14成角度β定向，该平均流动方向同时也是管道12的对称轴线的方向。在图1的示例中，将角度β选择为大约45度，但是它也可以更陡，例如60度，或者更浅，例如30度。
81.压电元件，例如图1的压电元件11、13，通常可以作为声发射器和声传感器操作。声发射器和声传感器可以由相同的压电元件或由相同的压电元件的不同区域提供。在这种情况下，压电元件或换能器在其作为发射器或声源操作时也被称为压电发射器，并且在其作为声传感器操作时也被称为声传感器或接收器。
82.当流动方向如图1所示时，第一压电元件11也被称为“上游”压电元件，并且第二压电元件13也被称为“下游”压电元件。根据本说明书的流量计以基本相同的方式对两个流动方向都起作用，并且图1的流动方向仅作为示例提供。
83.图1示出了图1的电信号的流动，其配置中上游压电元件11作为压电换能器操作，下游压电元件13作为声传感器操作。为了清楚起见，该应用在上游和下游都起作用，即压电元件的位置可以互换。
84.第一计算单元15连接到上游压电元件11，第二计算单元16连接到下游压电元件13。第一计算单元15包括第一数字信号处理器、第一数字缓冲器和第一模数转换器(adc)。同样地，第二计算单元16包括第二数字信号处理器、第二数字缓冲器和第二模拟数字转换器(adc)。第一计算单元15连接到第二计算单元16。
85.图1中所示的具有两个计算单元15、16的布置仅作为示例提供。其它实施例可以具有不同数量和布置的计算单元。例如，可以仅有一个中央计算单元，或者可以有两个adc或缓冲器单元和一个中央计算单元，或者可以有换能器处的两个小规模计算单元和一个较大的中央计算单元。
86.例如，一个或多个计算单元可以由微控制器或专用集成电路(asic)或现场可编程门阵列(fpga)提供。
87.一种用于执行根据本发明的测量过程的方法包括以下步骤：
88.通过用第一计算单元15的数字信号处理器合成电信号来生成预定的数字测量信号。电信号从第一计算单元15沿信号路径17发送到压电换能器11。压电换能器11生成相应的超声测试信号。单元15和16也可以设置在一个单独的单元中。
89.作为任意波形提供测量信号。例如，任意波形可以由具有mhz范围内的基频的脉宽调制振荡(诸如1mhz振荡)提供。任意波形也可表示为单位脉冲。
90.超声测试信号通过管道12中的流体(例如液体)传播到压电传感器13。在图1中，超声信号的直接信号路径由箭头18指示。同样，超声信号在反向方向上的直接信号路径由箭
头19指示。响应信号由压电传感器13拾取，沿着信号路径20发送到第二计算单元16，并且由第二计算单元16数字化。
91.在另一步骤中，通过信号处理根据数字化的响应信号导出数字测量信号。根据另外的实施例，测量信号的导出包括另外的处理步骤。
92.在根据本说明书的一个实施例的流量计中，相同的测量信号用于两个方向18、19，即下游和上游方向，从而提供简单且有效的布置。根据其它实施例，不同的测量信号用于两个方向。特别地，可以将测量信号施加到测试信号的原始接收器。这种布置对于不对称条件和管道形状可提供益处。
93.现在参考图1更详细地解释流量计的操作。
94.超声波测量信号通过管道12中的液体传播到压电传感器13。响应信号由压电传感器13拾取，沿着信号路径20发送到第二计算单元16，并且由第二计算单元16数字化。
95.对于沿反向19传播的信号执行类似的过程，即，将上述测量信号施加到下游压电元件13，并且通过上游压电元件11测量响应信号以获得沿反向19的上游飞行时间tof
up
。第一计算单元15例如根据以下公式确定流的速度
[0096][0097]
其中l是压电元件11、13之间的直接路径的长度，β是压电元件11、13之间的直接路径与平均流动方向的倾斜角，c是在给定压力和温度条件下液体中的声速。
[0098]
上游飞行时间由以下给出
[0099][0100]
并且下游飞行时间由以下给出
[0101][0102]
其产生公式
[0103][0104]
通过使用该公式，不需要确定用于进而确定流体密度和声速的温度或压力，或者不需要直接测量声速或流体密度。相反，不会仅对一个测量方向抵消一阶误差。
[0105]
代替使用l乘以cos(β)的因子，可以根据具有已知流速的校准测量导出流量相关值。这些校准值考虑了进一步的影响，例如流动剖面和来自被散射而没有沿直线传播的声波的贡献。
[0106]
根据又一实施例，使用任意信号形式合成要被提供给发射压电元件的测量信号。
[0107]
根据本说明书的另一实施例，使用互相关技术来评估信号的飞行时间。特别地，相应的时移可以通过根据以下公式将接收的下游或上游信号与零流速下的接收信号互相关来评估：
[0108][0109]
其中t和τ是时间变量，sig
flow
表示当流体流过管道时在测量条件下的上游或下游
信号，并且其中sig
flow
表示在零流量时在校准条件下的信号。无限总和极限表示从时间t1到时间t2的足够大的时间窗[-t1，+t2]。更一般地，不需要-t1和+t2相同，并且出于实际原因，这对于流量计是有利的。
[0110]
然后通过将上游相关函数的最大值的时间和下游相关函数的最大值的时间进行比较来获得时移tof
up
–
tof
down
。相关函数的包络可以用于更准确地确定最大值的位置。
[0111]
在另一实施例中，在第一计算单元15和第二计算单元16之间提供单独的评估单元，其执行信号到达时间和流速的计算。
[0112]
通常，声传感器的测量信号由散射信号和直接信号的叠加产生。散射信号从管道的内壁和外壁一次或多次反射，包括在管道壁内的附加散射过程。这在图2中通过示例的方式示出。
[0113]
到达时间也可以通过使用匹配滤波器技术来确定。根据基于直线信号传播和在管道壁上的类镜面反射的假设的简单模型，可以将所接收的响应信号建模为
[0114]
x(t)＝a*s(t-toa)+n(t)
[0115]
其中t是时间变量，a是衰减因子，s是被时间移位未知到达时间toa的发射信号，n(t)是噪声项。然后，通过根据以下将接收信号x(t)与时移测量信号s(t)相关，导出到达时间toa，
[0116]
y(t)＝integral(-inf,inf,x(τ)s(t-τ))
[0117]
其中-inf、inf是积分边界负无穷和正无穷，卷积x(τ)s(t-τ)是关于时间变量τ积分的函数。
[0118]
到达时间是相关性变为最大值的时间值或函数自变量
[0119]
toa＝argmax[y(t)]
[0120]
上述相关性也可以用与“匹配滤波器”h(t)的卷积的话来表示，该“匹配滤波器”h(t)采用以下形式
[0121]
h(t)＝a
·
s(t
0-t)，
[0122]
其中a是归一化因子，s(t)是测量信号。该过程可以推广到如下的多个接收器的情况。确定使各个接收换能器的响应信号幅度之和最大的相移集合。通过将匹配滤波器应用于移位了先前确定的相移集合的各个接收响应信号的和函数来确定到达时间。
[0123]
图1的换能器配置是直线。利用管道相对侧上的反射的其它布置也是可能的，例如“v”和“w”形配置。v和w形配置基于管道壁上的反射起作用，这比直线配置引起更多的散射。只要适当地理解路径，本技术的主题就将从这些配置中受益。
[0124]
在v形配置中，两个换能器安装在管道的同一侧。为了记录45度反射，将它们沿流动方向分开约管道直径放置。w形配置利用三次反射。类似于v形配置，两个换能器安装在管道的同一侧。为了记录两次45度反射之后的信号，将它们沿流动方向分开两个管道直径放置。
[0125]
图2通过示例示出了从压电元件11直接传播到压电元件13的第一声信号“1”，以及在管道12的外围处被散射两次的第二声信号“2”。
[0126]
为了简单起见，散射事件在图2至5中被示为反射，但是实际的散射过程可能更复杂。特别地，最相关的散射通常发生在管道壁中或安装在压电换能器前面的材料处。图3示出了图2中沿观察方向3-3的流动方向的视图。
[0127]
图4和5示出了第二传感器布置，其中，另一压电元件22与压电元件11成45度角，另一压电元件23与压电元件13成45度角。
[0128]
此外，图4和5示出了在压电元件11、22作为压电换能器操作并且压电元件13、23作为声传感器操作的情况下的直接或直线声信号路径。在图4的视图中位于管道12的背面的压电元件23在图4中由虚线示出。
[0129]
图6至9通过示例示出了夹持式压电换能器的不同布置，对于该压电换能器，可以使用根据本说明书的流量测量。通过为多个发送换能器提供基于任意波形的信号，可以在接收换能器处获得改进的信号，例如改进了波束成形特性的信号。通过设置多个接收传感器，可以更有效地评估所接收的测量信号和/或可以实现对于任意形状的测量信号的更大的设计自由度。
[0130]
将图6至9对齐，使得管道12中的液体上的重力指向下。然而，也可以使用相对于图6至9的布置旋转的布置。图6至9的观察方向沿着管道12的纵向轴线。在图6至9中没有示出换能器的上游或下游位置。
[0131]
在图6的布置中，五个压电元件31-35的阵列设置在第一位置处，并且另一个压电元件36放置在第一位置的上游或下游。当五个元件31-35的阵列用作发射器并且另一个元件36用作接收器时，压电元件31-35的阵列可以用于获得预定的波前并且实现声波在预定方向上的改进的聚焦。
[0132]
在图7的布置中，单个压电元件37设置在第一位置，并且五个压电元件38-42的阵列放置在第一位置的上游或下游。压电元件38-42的阵列可以用于获得改进的响应信号的波前的记录。然后，改进的记录可用于获得改进的流量测量信号，然后将该信号施加到单个压电元件37。
[0133]
图8示出了两个压电元件43、44的布置，其中一个元件相对于另一个元件放置在下游。压电元件43、44之间的连接线到管道12的对称轴线的距离d大约是管道12的半径的一半，使得可以测量距管道12的中心轴线的距离d处的流层。
[0134]
尤其对于诸如图8中所示的压电元件43、44的夹持式换能器，根据本说明书的流量测量通过波束成形在接收压电元件44、43处提供改进的信号。
[0135]
图9示出了八个压电元件45-52的布置，它们以45度间隔开。关于上游-下游放置，若干种布置是可能的。
[0136]
在一种布置中，传感器位置沿着周边在上游和下游之间交替，例如上游45、47、49、51和下游46、48、50、52。
[0137]
在另一种布置中，前四个连续元件，例如45-48，相对于其它四个元件，例如49-52，沿着周边放置在上游或下游。在具有16个压电元件的另一布置中，图9的所有压电元件45-52被放置在一个平面中，并且在上游或下游方向上重复图9的布置。
[0138]
在图6至9的布置中，接收换能器相对于发送换能器关于导管的纵向方向或流动方向偏移。具体而言，图6的换能器36相对于换能器31至35偏移，图7的换能器37相对于换能器38至42偏移，图8的换能器44相对于换能器43偏移，并且在图9中，相对的换能器在导管的纵向方向上相对于彼此偏移。例如，换能器51相对于换能器47偏移，而换能器52相对于换能器46偏移。
[0139]
图10通过示例示出了用于测量图1中的布置或根据本发明的其他布置中的流量的
流量测量装置60。在图1的布置中，流量测量装置60由第一计算单元15和第二计算单元16(图10中未示出)提供。
[0140]
流量测量装置60的第一连接器61连接到流体导管12处的第一压电换能器11，流量测量装置的第二连接器62连接到流体导管12处的第二压电换能器13。
[0141]
在流量测量装置60内部，第一连接器61通过多路复用器63和第一放大器74连接到模数转换器64。第二连接器62通过第二放大器75和多路分解器66连接到数字缓冲器67。
[0142]
缓冲器67连接到波形发生器69，波形发生器69连接到波形数据库70。波形数据库70通过匹配模块68连接到adc64，其中预知匹配模块68将参数匹配到被测导管12的特定环境。adc64还连接到速度计算单元71，速度计算单元71连接到结果存储器72。
[0143]
在信号生成阶段期间，波形发生器69从波形数据库70提取波形参数，根据提取的波形参数导出电信号，并将该信号发送到数字缓冲器67。
[0144]
具体而言，流量测量装置60可以提供有微控制器或fpga形式的电子处理单元53，该电子处理单元包括具有高分辨率的几个adc64、数字相关器(图10中未示出)和支持信号包络检测的模块等。在传送方向上，流量测量装置60生成具有可变频率的数字信号。在方波信号的情况下，可以通过调制方波信号的脉冲宽度来改变信号的占空比，这也被称为pwm。
[0145]
adc 64、匹配模块68、波形数据库70、波形发生器69、缓冲器67例如设置在电子处理单元53上，例如微控制器或微处理器。电子处理单元53具有用于连接第一放大器74的连接器引脚54、用于连接第二放大器75的连接器引脚55、用于连接供电电池(未示出)的连接器引脚(未示出)和用于连接接地电位(未示出)的连接器引脚(未示出)等。
[0146]
在供电电池和连接器引脚之间可以设置图10中未示出的其它部件，例如电源转换器。
[0147]
在一个备选实施例中，当执行所提出的方法时，可以测量电子处理单元53的“当前指纹”。已经发现，方法的计算部分不在峰值(其将是明显的当前指纹)中，而是在峰值之后的平坦区域中。
[0148]
流量测量装置60可以预定频率和幅度传送信号。这些信号由数字缓冲器67输出。可替换地，输出可以由将预定输出信号转换成pwm信号的部件提供。
[0149]
图10的装置通过图示的方式示出。根据本说明书的用于执行流量测量的装置可以包括比图10中所示的更多或更少的部件。特别地，根据下面提及的dtraf和dtrac方法的数字信号可以由可调脉冲发生器单元76生成，并且不需要匹配模块68和/或波形数据库70和/或波形发生器69。
[0150]
在pwm生成的时间反转信号的情况下，提供了关于时间反转接收的响应信号或接收的响应信号的一部分并将反转的信号作为输入信号发送到脉宽调制器的功能。
[0151]
下图11至13的过程可以用于生成特别适合的数字输出信号，以用于根据本发明的测量。其中，数字信号的相位和幅度可以变化。
[0152]
图11示出了用于生成满足预定义标准的超声输出信号的迭代过程。
[0153]
在第一步骤80中，利用脉冲发生器生成测量信号。在第二步骤81中，将测量信号施加到第一换能器11。在步骤82中，在第二换能器13处测量响应信号。
[0154]
在另一步骤83中，根据预定标准评估响应信号。例如，可以将响应信号与预定波形匹配。如果在步骤84中确定响应信号满足预定标准，则在步骤86中确定测量信号的参数并
将其存储，优选地存储在波形数据库70中以供稍后使用。
[0155]
否则，在步骤85中调整测量信号的频率、幅度和/或相位或者还有其他信号参数，并且过程循环回到生成预定测量信号的第一步骤80。
[0156]
这种迭代方法也可以应用于多个换能器布置。在多个发送换能器的情况下，调整相应测量信号的各个频率、幅度或相位。在多个接收换能器的情况下，将该标准应用于在接收换能器处接收的响应信号。
[0157]
图12示出了导出任意波形信号的另一方法，其包括以下步骤：
[0158]
在步骤90中，测量换能器带宽。在一个示例中，换能器带宽在大约1mhz的换能器中心频率附近为大约300khz。充分利用这种换能器带宽的信号的一个示例是在频域中具有300khz的矩形带宽的信号。
[0159]
在频域中生成诸如矩形信号的带宽受限函数。在步骤92中，通过应用傅立叶逆变换获得时域中的相应信号或函数，这产生类sinc函数。
[0160]
然后在步骤93中，将类sinc函数截断为不具有太多信号功率但具有足够信息的适当信号长度。然后在步骤94中，将该信号用作脉冲发生器或脉宽调制的输入信号，以便生成脉冲串。
[0161]
在步骤95和96中，将所得到的信号用作上游和下游方向上的测量信号。
[0162]
图13示出了导出测量信号的另一方法。图13的方法是图12的方法的变型。为了简洁起见，不再解释类似的步骤。根据图13的方法，调整函数或波形，使得在流体的零流量处没有偏移。
[0163]
在步骤105中，测试信号时间偏移是否低于预定阈值。如果偏移低于预定阈值，则在步骤107中存储信号参数。否则，过程循环回到步骤101。
[0164]
下面解释另一方法(图中未示出)：
[0165]
1)根据上游和下游测量的差获得飞行时间差δt。
[0166]
2)调整信号频率。此后，该过程循环回到1)，并且改变时域信号的幅度和相位，直到存在零偏移，这意味着对于零流体流量测量到零时间差。
[0167]
3)可替换地，利用校正步骤2)生成根据1)的信号。根据预定标准将预失真应用于信号。可以选择预失真，使得可以以适合于特定的接收响应信号的方式来设计接收器。例如，可以预失真根据1)和2)的信号，使得接收器处的跨零以等距时间间隔出现。因此，可以使用窄带宽接收器。这适用于飞行时间和tra测量。
[0168]
在步骤1-3中，使用任意数字波形，而不是仅仅使用具有矩形包络的振荡。上述过程和图11至13的过程可以用于所有数字飞行时间和时间反转声学系统。
[0169]
下面，更详细地解释使用dtraf方法、dtrac方法和使用应用于脉宽调制的时间反转信号的流量测量。
[0170]
数字tra滤波(dtraf)是已知tra方法的数字版本。dtraf的基本概念是不发送时间反转信号，而是用数字滤波器操作来代替它，但是也可以在不改变基本原理的情况下，结合dtraf(或dtrac)来发送时间反转信号。因此，dtraf训练过程产生数字fir滤波器，其中以数字方式执行tra方法。这在去除tdc和dac上的较低规范方面，例如在精度和电功率消耗方面，简化了电子设备。相反，adc是重要的部件。最后，经处理信号的内插增加了从采样周期到皮秒范围的精度。
[0171]
图19以方框图的形式示出了所提出的dtraf方法。
[0172]
在图19的布置中，图10的布置的数字缓冲器67由可调脉冲发生器单元(apgu)76代替。现在更详细地解释该方法：
[0173]
首先，以高精确度或利用板上adc来完成流量测量装置60的tra训练过程。训练的输出是数字fir滤波器。系统在训练模式中由输入信号x[n]激励：
[0174]hmf，12
(t)＝h
12
(t)*x(t)
→hmf，12
[n]＝q(h
mf，12
(n
·
ts))，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0175]hmf，21
(t)＝h
21
(t)*x(t)
→hmf，21
[n]＝q(h
mf，21
(n
·
ts))，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0176]
其中，ts为采样周期。该采样周期必须与稍后测量的采样周期相匹配。在使用更快的adc的情况下，需要将数字滤波器重新采样到测量模式的采样周期。
[0177]
在测量模式中，再次用输入信号x[n]激励系统：
[0178]y′
12
(t)＝h
12
(t)*x(t)
→y′
12
[n]＝q(y
′
12
(n
·
ts))，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0179]y′
21
(t)＝h
21
(t)*x(t)
→y′
21
[n]＝q(y
′
21
(n
·
ts)).
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0180]y′
12
[n]和y
′
21
[n]是数字化的测量信号。此处以及在下文中，方括号中的变量表示离散时间索引，其在从时间t＝0开始的均匀采样的情况下对应于采样时间ts的n倍。
[0181]
在下一步骤中，将这些数字化的测量信号与时间反转的训练数字滤波器进行卷积：
[0182]y12
[n]＝h
mf，12
[-n]*y
′
12
[n]，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0183]y21
[n]＝h
mf，21
[n]*y
′
21
[n].
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0184]
由于许多乘法和加法运算，这种附加的滤波运算增加了计算时间。此处注意，当代替两个不同的经训练的数字滤波器单元120、121，在两个卷积中使用相同的数字滤波器单元时，可能是有益的。时间反转可以在存储器中通过以相反顺序存储或者也可以通过以相反顺序读出来执行。
[0185]
然后，这两个经滤波的测量信号y
12
[n]和y
21
[n]在互相关单元122中彼此相关(或通过任何模式匹配器进行匹配)：
[0186]
r[n]＝y
12
[n]
★y21
[n].
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0187]
此处重要的是注意，不需要完全计算利用互相关单元122的该互相关。特别地，相关函数不需要以最大值总是接近采样时间的高频率进行采样。互相关是时间延迟的估计器，并且其自变量最大值对应于两个测量信号之间的时间延迟：
[0188]n*
＝arg max(r[n])，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0189]
其中n是时间索引，r是两个测量信号y
12
[n]、y
21
[n]之间的相关函数。
[0190]
上游和下游信号之间的时间延迟是零流量信号和当前流体流量信号之间的时间延迟的两倍。
[0191]
然而，为了不计算整个互相关，具有自变量最大值所处位置的估计就足够了。这可以通过估计绝对渡越时间t
abs，12
和t
abs，21
来完成。减去这些渡越时间，通过以下定义得到：
[0192]2·
δt＝t
abs，12-t
abs，21
.
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0193]
在低采样率的情况下，其精确度足以估计n
*
：
[0194]
[0195]
其中，表示n
*
的估计。在几何方面，是两个经滤波测量信号y
12
[n]和y
21
[n]之间的整数样本中的滞后。
[0196]
最后，只需要在滞后周围计算互相关(或任何模式匹配器)的几个点。点数取决于内插方法。内插方法增加了从采样周期到皮秒范围的精度。作为示例，余弦内插(需要三个点)对于这种具有互相关方法的小带超声换能器信号工作良好。余弦峰值内插产生从滞后到连续余弦函数的隐藏最大值的距离d。图20中示出该内插。
[0197]
根据f.viola，w.walker的“a spline-based algorithm for continuous time-delay estimation using sampled data”(ieee transactions on ultrasonics，ferroelectrics and frequency control，第52卷，no.1，2005年1月)，已知可以用以下方式计算函数y[k]的余弦峰值内插：
[0198][0199][0200][0201]
然后，这个d校正滞后估计以获得高度精确的δt：
[0202][0203]
当在流速的最终计算中考虑时，可以省略与1/2的相乘。
[0204]
与dtraf(数字tra-滤波)相比，有一种稍微不同的方法，称为dtrac(数字tra-相关)。得到经训练的fir滤波器和测量信号的训练和测量过程与dtraf相同。然而，信号处理链改变。不是用(时间反转的)经训练fir滤波器对整个信号进行滤波，而是通过与非时间反转的fir滤波器的互相关来计算仅几个点。这是针对上游和下游测量信号完成的。
[0205]
通过这些相关点的内插，获得精确的绝对渡越时间，然后可以将其用于通过减法来计算δt。dtrac方法在图21中被示例性地示为框图。
[0206]
类似于dtraf方法，可以使用可调脉冲发生器单元76来执行dtrac。下面，更详细地解释所提出的dtrac方法：
[0207]
首先，以与dtraf相同的方式利用输入信号x[n]完成tra训练，而x(t)是时间连续形式的x[n]：
[0208]hmf，12
(t)＝h
12
(t)*x(t)
→hmf，12
[n]＝q(h
mf，12
(n
·
ts))，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0209]hmf，21
(t)＝h
21
(t)*x(t)
→hmf，21
[n]＝q(h
mf，21
(n
·
ts)).
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0210]
这产生fir滤波器系数h
mf，12
[n]和h
mf，21
[n]，其中ts是采样周期。
[0211]
以与tra训练相同的方式进行测量。使用相同的输入信号x[n]：
[0212]y′
12
(t)＝h
12
(t)*x(t)
→y′
12
[n]＝q(y
′
12
(n
·
ts))，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(17)
[0213]y′
21
(t)＝h
21
(t)*x(t)
→y′
21
[n]＝q(y
′
21
(n
·
ts)).
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(18)
[0214]
将测量信号量化并用ts采样。然后，将测量信号与数字滤波器互相关：
[0215]r12
[n]＝y
′
12
[n]
★hmf，12
[n]，
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(19)
[0216]r21
[n]＝y
′
21
[n]
★hmf，21
[n].
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)
[0217]
互相关是时间延迟的估计器。然而，其它时间延迟估计器(或模式匹配器)可以用作例如平方差之和(ssd)。不需要完全计算两个互相关，而只需要计算实际最大峰值周围的几个点。这对于内插方法的计算是足够的：
[0218][0219][0220]
或者在更一般的情况下，低采样率的n
*
的估计：
[0221][0222][0223]
对应于n
*
的估计。大采样周期降低了错误或估计的风险。内插方法使用时间离散互相关(或任何模式匹配器)之后的时间连续函数的知识。在窄带超声换能器的情况下，互相关输出往往非常类似于在实际最大峰值周围的余弦振荡。这种效果在仅激励超声换能器对的谐振频率的输入信号的情况下甚至更大，如长正弦、余弦、三角形或矩形振荡。内插方法估计子样本中的时间离散互相关的实际最大值的索引(以及与采样周期相乘的次数)：
[0224][0225][0226]d12
和d
21
对应于内插方法的子采样校正。由于绝对渡越时间t
abs,12
和t
abs,21
非常精确，所以可以通过这些的相减来获得δt：
[0227][0228]
当在流速的计算中考虑时，可以省略与1/2的相乘。
[0229]
所提出的dtraf和dtrac方法可以在计算机中模拟具有导管12和的流体的通道77。这可以解释如下：如果lti系统具有块或传递函数a、b、c、d，则所得到的频域的传递函数是各个传递函数a、b、c、d的乘积a*b*c*d。该乘积不依赖于传递函数a、b、c、d的顺序。因此，通道响应的计算可以“移位”到数字域中。
[0230]
图14示出了脉宽调制器的pwm信号129，其具有适合的调制开/关周期，使得pwm信号129近似于时间反转tra信号130。
[0231]
图15示出了对pwm信号129的响应信号131和对时间反转tra信号130的响应信号132的比较。
[0232]
根据基于pwm的tra方法，根据ua＝a
·
sign(u
e-ud)来近似时间反转信号，其中，对于x》＝0，sign(x)＝1，否则为0。作为示例，脉宽调制可以基于具有换能器、2mhz的三角波信号频率和大约83ns的pwm时间分辨率的示例。
[0233]
图14所示的时间反转信号的近似是相当好的，即使pwm生成保持简单并且不使用
附加滤波器。
[0234]
图16所示的利用基于pwm的相关tra的仿真说明了δt的性能如何变化。对于仿真，计算信号功率并缩放噪声，在这些仿真中，必须增加基于pwm的相关tra的snr。
[0235]
图16和17的结果通过仿真获得，其中包括信号生成、换能器、通道和信号接收的系统被建模为线性时不变系统。仿真模拟了具有零流量的测量。
[0236]
图16示出了基于pwm的相关tra的所测量的时间延迟。所测量的时间延迟由柱状图133指示，并且所得到的概率密度由高斯曲线134示出。
[0237]
图17示出了利用上述数字tra相关方法生成的信号的测量结果。所测量的时间延迟由柱状图135指示，并且所得到的概率密度由高斯曲线136示出。
[0238]
图18示出了利用上述数字tra滤波方法生成的信号的测量结果。所测量的时间延迟由柱状图135指示，并且所得到的概率密度由高斯曲线136示出。
[0239]
方法之间的比较产生相对类似的结果(例如，关于平均值、标准偏差)。注意，用于生成图16、17和18中所示的测量结果的仿真参数是微分的。
[0240]
对于图18的测量，将具有25个脉冲的脉冲串用作输入信号。tra训练的前50个测量被平均并存储在两个fir滤波器中。δt_dtraf是数字tra滤波方法(dtraf)的结果。测试管具有用于进行零流量测量的封闭端。
[0241]
图19以框图的形式示出了dtraf方法的可视显示。在本文中，可调脉冲发生器单元76在输入侧连接到输入信号源，并且在输出侧连接到第一超声换能器11。第一超声换能器11耦合到通道77，例如具有流体的导管12。第二超声换能器13耦合到通道77，并且第二超声换能器13的输出端耦合到adc 64。在测量阶段期间也使用相同的布置，其在图19中在训练阶段下方示出。
[0242]
底部行示出了在测量阶段期间数字化的接收响应信号的信号评估。第一数字滤波器单元120和第二数字滤波器单元121分别连接到adc 64的输出端。数字滤波器单元120、121的各个输出端连接到互相关单元122的输入端，互相关单元122的输出端连接到内插单元123的输入端。
[0243]
图20示出了用于确定相关函数的最大值的一般峰值内插的图示。根据图20的一般峰值内插已经在上面进一步解释，并且在此不再详细重复。简而言之，相关函数由余弦函数或高阶多项式局部近似。通过利用三个内插点y[k-1]、y[k]和y[k+1]的内插来得到该余弦。然后，确定余弦函数的最大值。如果有更多的内插点可用，则可以使用最小二乘法来得到余弦。根据不同种类的范数，还可以使内插点到余弦的距离最小。
[0244]
图21以框图的形式示出了所提出的dtrac方法的可视显示。图21的布置类似于图19的布置。为了简洁起见，下面仅说明与图19中的那些不同的底行中的部件。
[0245]
互相关单元122的输入端连接到adc 64的输出端，互相关单元122的输出端连接到内插单元123的输入端。
[0246]
图19和21也可以被看作是通过硬件和/或软件部件对dtrac和dtraf方法的可能实现。图19和21中所示的各种单元可以由单独的部件或在一个部件上实现，并且它们可以用硬件和/或软件来实现。例如，互相关单元122和内插单元123可以在同一集成电路上实现。根据图19至21的训练和测量过程已经在上面进一步解释，并且在此不再重复。
[0247]
图22通过示例示出了所提出的流量测量装置60
′
的另一实施例，其用于使用数字
时间反转声学滤波方法利用超声行程时间流量计60
′
来测量流体在流体导管12中的流速。
[0248]
缓冲器67连接到可调脉冲发生器单元76。adc 64还连接到数字滤波器单元120、121。数字滤波器单元120、121连接到相关单元122，该相关单元连接到内插单元123。内插单元123连接到速度计算单元71，该速度计算单元连接到结果存储器72和缓冲器67。
[0249]
附图标记：
[0250]
10 流量计装置
[0251]
11 上游压电元件
[0252]
12 导管
[0253]
13 下游压电元件
[0254]
14 平均流动方向
[0255]
15 第一计算单元
[0256]
16 第二计算单元
[0257]
17 信号路径
[0258]
20 信号路径
[0259]
22 压电元件
[0260]
23 压电元件
[0261]
31-52 压电元件
[0262]
53 电子处理单元
[0263]
54 连接器引脚
[0264]
55 连接器引脚
[0265]
56 连接器引脚
[0266]
60、60
′ꢀ
流量测量装置
[0267]
61 第一连接器
[0268]
62 第二连接器
[0269]
63 多路复用器
[0270]
64 adc
[0271]
66 多路分解器
[0272]
67 数字缓冲器
[0273]
68 匹配模块
[0274]
69 波形发生器
[0275]
70 波形数据库
[0276]
71 速度计算单元
[0277]
72 结果存储器
[0278]
73 测量信号发生器
[0279]
74 第一放大器
[0280]
75 第二放大器
[0281]
76 可调脉冲发生器单元
[0282]
77 通道
[0283]
90-96 方法步骤
[0284]
100-106 方法步骤
[0285]
110-117 方法步骤
[0286]
120 第一数字滤波器
[0287]
121 第二数字滤波器
[0288]
122 相关单元
[0289]
123 内插单元
[0290]
129 pwm信号
[0291]
130 tra信号
[0292]
131 对pwm信号的响应信号
[0293]
132 对tra信号的响应信号
[0294]
133 测量的时间延迟
[0295]
134 概率密度
[0296]
135 测量的时间延迟
[0297]
136 概率密度
[0298]
137 测量的时间延迟
[0299]
138 概率密度