一种低功耗电流互感器及控制方法与流程

1.本发明涉及电网技术领域，尤其涉及一种低功耗电流互感器及控制方法。


背景技术：

2.目前配电网有大量的线路和计量点需要完成电量指标监测，通常采用电流互感器这一单一功能的测量类传感器来监控，把采集得到的电流信号传递给后端的计量芯片，传统采集系统依赖有充放电寿命限制的充电电池或容量限制的一次性锂电池提供启动电流和工作电流，无法做到在传递电流信号的同时给后端的计量芯片提供电源，因此当电池失效或电池质量有问题时，是在现场安装运行一段时间以后才出现问题，此时更换电池，会给连续工作带为不便且带来的高昂维修成本和用户体验差的问题。
3.还有，目前dcdc转换器设计在电源功率有限情况下输出电压缓慢上升，dcdc转换器开始工作，电源输出电流变大导致电压下跌后dcdc转换器马上停止工作，而此时后端控制单元mcu因为供电时间太短还没有完成低功耗处理就掉电了，然后电源电压又开始上升，又启动新的一轮：dcdc转换器工作—电源输出电流增加—电源电压下降—dcdc转换器停止工作—电源电压上升的死循环。


技术实现要素：

4.为了解决上述技术问题，本发明提出一种低功耗电流互感器及控制方法。
5.为了达到上述目的，本发明的技术方案如下：
6.一种低功耗电流互感器，包括采集单元、储能电容、超级电容、dcdc转换器、控制单元、温度测量单元和通信单元，所述储能电容和超级电容并联，且分别通过dcdc转换器与控制单元连接，所述控制单元通信连接温度测量单元和通信单元，其中，
7.所述采集单元，与供电电路连接，用于根据控制单元分时输出的控制信号在采样和供电状态间切换，采样阶段用于采集供电电路的电流信号发送至控制单元，供电状态用于为储能电容充电或经过控制单元计算控制后为超级电容充电；
8.所述储能电容，用于在电流互感器供电阶段储能、在采样阶段为控制单元供电；
9.所述超级电容，用于根据控制单元计算一次侧电流情况切换至断开、充电和放电三种状态，在存储多余电能并在一次侧无电流时为控制单元供电；
10.所述dcdc转换器，用于将储能电容或超级电容输出电压转换至可为控制单元供电并实现控制单元启动的电压；
11.所述控制单元，用于采集互感器采样信号及温度测量单元输出的温度信号，并进行分析处理；
12.所述温度测量单元，用于检测一次侧供电电路温度并输出至控制单元；
13.所述通信单元，用于实现控制单元与采集器通信。
14.优选地，所述采集单元包括电流互感器、钳位电路、倍流整流电路和采样电阻投切电路，所述电流互感器二次侧信号输出端连接钳位电路的信号输入端，所述钳位电路的电
路信号输出端连接倍流整流电路的电路信号输入端，所述倍流整流电路的电路信号输出端连接储能电容，所述采样电阻投切电路接入钳位电路与倍流整流电路之间，所述采样电阻投切电路采样信号输出端连接至控制单元，所述控制单元输出控制信号至采样电阻投切电路的控制信号输入端，其中，
15.所述电流互感器，与供电电路连接，用于通过电磁感应输出交流电流信号；
16.所述钳位电路，用于把电流互感器输出交流信号幅度钳位至合理电压；
17.所述倍流整流电路，用于对钳位电路输出的交流信号在传统半波整流共地的基础上通过电容对负半周期电流波形充电后在正半周期与正半周期电流叠加后输出比半波整流更大的电流为储能电容或超级电容充电；
18.所述采样电阻投切电路，用于接收控制单元输出的控制信号来控制采样电阻分时接入电路，以实现互感器在采样和供电状态间切换；用于将采样信号输出至控制单元。
19.优选地，所述dcdc转换器包括电阻r1、r2和r3，所述电阻r1与r2串联接于dcdc转换器的信号输入端与地线之间，使能端耦合接入电阻r1与r2之间，并经电阻r3连接至dcdc转换器的电压输出端。
20.优选地，所述采样电阻投切电路包括采样电阻r6、电阻r5、两mos管q5和q6、两控制信号输入端sw_ir_h和sw_ir_l、采样信号输出端i_sig，所述控制信号输入端sw_ir_h和sw_ir_l分别连接mos管q5和q6的栅极，mos管q5漏极连接q6漏极，sw_ir_h经电阻r5连接q5源极，采样电阻r6连接q6源极，r6经q5、q6接入钳位电路信号输出端与地线之间，采样信号输出端i_sig耦合接入r6与q6之间，所述控制信号输入端sw_ir_h和sw_ir_l均连接控制单元的分时控制信号输出端。
21.优选地，所述通信单元包括lora或rf无线通信模块。
22.一种低功耗电流互感器的控制方法，包括如下步骤：
23.根据控制单元输出控制信号来控制采样电阻r6分时接入电流互感器二次侧的电路中，以实现电流互感器在采样和供电状态间切换，所述电流互感器处于采样阶段时，用于采集一次侧供电电路的电流信息并发送至采样单元；电流互感器处于供电状态时，用于为储能电容或超级电容充电；
24.当vct电压上升，且vct>venh*(r1+r3|r2)/(r3|r2)时，则控制dcdc转换器使能端开启，将储能电容或超级电容输出电压转换至可为控制单元供电并实现控制单元启动的电压；当vct电压下降，且vct<[venl/r2
‑
(vo
‑
venl)/r3]*r1+venl时，则控制dcdc转换器使能端关闭，
[0025]
其中，vct为电流互感器经过倍流整流电路整流滤波后的输出电压，venh为dcdc芯片en脚开启电压，venl为dcdc芯片en脚关闭电压，r1、r2和r3为电阻，vo为dcdc转换器的输出电压。
[0026]
优选地，还包括如下步骤：在同步时间段内，以交流信号的过零点或峰值或谷值为基准，结合电网频率和上次的电流大小计算采样电阻接入时间点，并在对应接入时间点下控制采样电阻接入电流互感器二次侧的电路中。
[0027]
优选地，所述电流互感器在采样和供电状态间切换，具体包括如下步骤：
[0028]
当q1+q2>q3时，所述电流互感器切换至采集状态；
[0029]
当(q1+q2)*p4*η>q4时，所述电流互感器切换至供电状态，其中，q1为上个阶段剩
余的能量，q2为本阶段充电获得的能量，q3为储能电容的容量,p4为储能电容的余量，q4为本阶段系统消耗的能量，η为效率。
[0030]
优选地，还包括如下步骤：
[0031]
所述控制单元接收温度测量单元采集的供电电路温度信息和电流互感器一次侧供电电路的电流信息，并将温度和电流信息无线发送至采集器；
[0032]
所述采集器接收温度和电流信息并上传云端，云端判断温度和电流是否超过预设阈值，若超过，则向相关人员发送告警信息。
[0033]
优选地，还包括如下步骤：所述控制单元根据一次侧电流大于设定值时启动温度测量单元，设定值可以通过云端配置后由采集器下发给本低功耗电流互感器。
[0034]
基于上述技术方案，本发明的有益效果是：本发明在数据采集和无线发射系统从完全没电到工作依靠的是互感器从一次侧感应获得的电流通过硬件和软件启动算法完成启动过程，完全不依赖储能电容或超级电容等存储的电能启动运行，长期运行后的最小启动电流性能同出厂时一致，在电流互感器一次侧电流≥0.5a时即可满足传感器歇性的用电需求，且整体性能稳定、无需更换电池、工作寿命长。
附图说明
[0035]
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
[0036]
图1是一个实施例中一种低功耗电流互感器的结构示意图，其中，m1为钳位电路；m2为倍流整流电路；m3为储能电容；m4为dcdc转换器；m5为采样电阻投切电路；m6为控制单元；m7为温度测量单元；m8为通信单元；m9为超级电容；
[0037]
图2是一个实施例中一种低功耗电流互感器中倍流整流电路图；
[0038]
图3是一种低功耗电流互感器中dcdc转换器电路图；
[0039]
图4是一个实施例中一种低功耗电流互感器中采样电阻投切电路图；
[0040]
图5是现有技术中dcdc转换器电路图；
[0041]
图6是一个实施例中一种低功耗电流互感器中dcdc转换器电路图；
[0042]
图7是一个实施例中一种低功耗电流互感器的工作状态示意图。
具体实施方式
[0043]
为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例对本发明做进一步的说明。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。
[0044]
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
[0045]
如图1所示，本发明提供了一种不断电，不破坏绝缘皮，无引出线，现场快速安装的开合式无线互感器。内部混合了电流信号采集和电流信号取电功能，集成了电源控制，信号采集，无线发射功能，结合接收端的边缘网关可以安全快速的完成现场施工，具体包括包括控制单元m6、电流互感器ct、钳位电路m1、倍流整流电路m2、采样电阻投切电路m5、储能电容
m3、超级电容m9、dcdc转换器m4、温度测量单元m7和通信单元m8，其中，电流互感器二次侧信号输出端连接钳位电路电路的信号输入端，所述钳位电路的电路信号输出端连接倍流整流电路的电路信号输入端，倍流整流电路的电路信号输出端连接储能电容，所述采样电阻投切电路接入钳位电路与倍流整流电路之间，所述采样电阻投切电路采样信号输出端连接至控制单元，所述控制单元输出控制信号至采样电阻投切电路的控制信号输入端，储能电容和超级电容并联，且分别通过dcdc转换器与控制单元连接，所述控制单元通信连接温度测量单元和通信单元，具体说明如下：
[0046]
本实施例中电流互感器ct，与供电电路连接，根据控制单元分时输出的控制信号在采样和供电状态间切换，采样阶段用于采集供电电路的电流信号发送至控制单元，供电状态用于为储能电容或超级电容充电。
[0047]
本实施例中前端钳位电路m1把互感器输出信号幅度钳位到合理电压，防止电压太高超过后端器件耐压值。在后端储能电容相同体积容量大耐压低的矛盾之间钳位到最优的电压。
[0048]
本实施例中倍流整流电路m2采用是的二倍流整流电路，根据实际需求可选择三倍压与多倍流整流电路。如图2所示，在确保互感器输出信号和后端采样电路共地的情况下，利用电容和二极管存储互感器信号负半周的电荷，在正半周时通过三极管导通后叠加到正半周的电流里面。克服了常规的全桥整流不共地和半波整流浪费负半周电流的不足。
[0049]
本实施例中储能电容m3用于在电流互感器供电阶段储能、在采样阶段为控制单元供电，储能电容m3的容量由电流互感器的八个阶段的计算约束,耐压根据vct电压选择，既可以保证后端负载的供电，又不会因为电容容量大造成传感器启动时间长，需要的一次侧启动电流大的问题。同时结构件体积小巧，满足走线密集型现场对安装传感器体积小的要求。
[0050]
如图3所示，本实施中超低静态功耗的dcdc转换器m4包括电阻r1、r2和r3，电阻r1与r2串联接于dcdc转换器的信号输入端与地线之间，使能端耦合接入电阻r1与r2之间，并经电阻r3连接至dcdc转换器的信号输出端。超低的静态电流减小了对互感器有限输出电流的损耗并且提高了在ua级别输出电流时的能量转换效率。可以实现在0.5a的一次侧电流时的整个电路的供电需求。
[0051]
dcdc转换器的能量转换效率等式为：
[0052]
vct*ict*η＝vo*io，
[0053]
变形后得到输出和输入电流比：
[0054]
io/ict＝(vct/vo)*η，
[0055]
式中，ict为互感器经过m2整流滤波后的输出电流；vct为互感器经过m2整流滤波后的输出电压；η为m4的整体转换效率；vo为m4的输出电压；io为m4的输出电流，可以看出，当在满足后端电路工作电压的情况下，选择尽量小的vo电压，比常规的3.3v输出电压可以获得更大的输出电流。配合足够高的效率η，本发明的io/ict电流比可以达到2左右。也就意味着从互感器侧获得1ma的话，经过m4可以输出低电压的2ma左右电流。
[0056]
一开始dcdc转换器关闭，vo输出为0v，电阻r3相当于与r2并联成为下拉电阻r3|r2。假设venh为dcdc芯片en脚开启电压，venl为dcdc芯片en脚关闭电压。
[0057]
当vct电压上升时，当vct*(r3|r2)/(r1+r3|r2)>venh时才启动dcdc转换器输出，
换算得到dcdc芯片开启时的电压vct>venh*(r1+r3|r2)/(r3|r2)；
[0058]
dcdc转换器输出电压后，电阻r3变成一个上拉到vo的电阻。根据基尔霍夫电流定律计算：
[0059]
(vct
‑
venl)/r1+(vo
‑
venl)/r3＝venl/r2
[0060]
换算得到dcdc芯片关闭时的电压vct<[venl/r2
‑
(vo
‑
venl)/r3]*r1+venl；通过选择合适的电阻值可以使得在vct下降后让dcdc关闭的电压远小于vct上升时让dcdc开启的电压。更大的电压滞回区间使后端控制单元mcu有足够时间完成低功耗处理使得输出电流降低到几个ua，输出电流减小后ict电流也相应减小，vct电压开始上升。这样防止出现不断重启的现象。
[0061]
设定venh为1v,venl为0.6v。不加r3时,只靠r1,r2设置启动电压为4.4v启动dcdc转换器,比如以下的电阻取值举例：
[0062]
如图5所示，常规en脚的分压电阻接法：
[0063]
计算vct上升到4.38v时dcdc启动，当启动后vct电压下降到2.63v时，dcdc关闭输出。
[0064]
改为本发明的分压电阻接法，如图6所示：
[0065]
计算vct上升到4.4v时dcdc启动，当启动后vct电压下降到1.9v时，dcdc关闭输输出。
[0066]
由此可以得到：在相同的vct上升启动值时，本发明可以取得更小的vct下降关闭值。
[0067]
如图4所示，本实施例中采样电阻投切电路m5包括采样电阻r6、电阻r5、两mos管q5和q6、两控制信号输入端sw_ir_h和sw_ir_l、采样信号输出端i_sig，所述控制信号输入端sw_ir_h和sw_ir_l分别连接mos管q5和q6的栅极，mos管q5漏极连接q6漏极，sw_ir_h经电阻r5连接q5源极，r6连接q6源极，r6经q5、q6接入钳位电路信号输出端与地线之间，采样信号输出端i_sig耦合接入r6与q6之间，所述控制信号输入端sw_ir_h和sw_ir_l均连接控制单元的分时控制信号输出端。控制单元mcu分时输出的控制信号控制实现同一个互感器的采样和供电的分时复用功能。
[0068]
当采样电阻投切电路m5作为采样时，mos管q5和q6导通，采样电阻r6接入互感器输出端。i_sig输出的电压信号＝一次侧电流/匝数比*r6。
[0069]
当采样电阻投切电路m5作为供电时，mos管q5和q6关闭，互感器信号直接进入m2给后端电路供电。
[0070]
本发明默认让采样电阻r6断开连接，先让互感器输出信号给控制单元mcu供电，当控制单元mcu完成低功耗处理后再动态的划分多个时间段控制采样和供电，如图7所述，一次侧电流为i1，互感器匝数比n，储能电容m3最多0.8的容量用于供电(保留余量)，控制单元mcu上电低功耗初始化时间tmi。初始化完成后，控制单元mcu电流降至i
lp
。将电流互感器的主要工作分成八个阶段：
[0071]
一、上电低功耗初始化阶段t0：
[0072]
(i1/n)*t0*0.8*vct*η>(vo*io*tmi+vo*ilp*(t0
‑
tmi))；
[0073]
二、第1次储能阶段t1：上电初始化阶段除去控制单元mcu消耗的能量之外剩余的能量+t1时间充电的能量大于储能电容m3的容量q3(实际最多只能到q3，公式上设计大于q3
是确保m3可以被充满电，多余的电能会通过m1钳位消耗掉，
[0074]
(i1/n)*t0*vct*η
‑
(vo*io*tmi+vo*ilp*(t0
‑
tmi))+(i1/n)*t1
‑
vo*ilp*t1/η>q3；
[0075]
三、过零点同步和电流温度采集处理阶段t2：控制单元mcu+外围累计消耗电流i2，
[0076]
(q3+(i1/n)*t2)*0.8*vct*η>vo*i2*t2；
[0077]
四、第2次储能阶段t3:上一个阶段多余的电能+本阶段充电电容大于储能电容m3的容量q3，
[0078]
(q3+(i1/n)*t2)*vct*η
‑
vo*i2*t2+(i1/n)*t3*vct*η>q3；
[0079]
五、rf通讯阶段t4：rf通讯阶段控制单元mcu+外围累计消耗电流i4，
[0080]
(q3+(i1/n)*t4)*0.8*vct*η>vo*i4*t4；
[0081]
六、第3次储能阶段t5：
[0082]
(q3+(i1/n)*t4)*vct*η
‑
vo*i4*t4+(i1/n)*t5*vct*η>q3；
[0083]
七、超级电容充电阶段t6：m3已经充满电,此时把多余的电能给超级电容m9(容量q9)而不是通过m1钳位消耗掉，
[0084]
(i1/n)*vct*t6＝q9*t6；
[0085]
八、一次侧无电流时利用超级电容供电阶段tl：一次侧无电流时利用超级电容供电阶段，此时q9提供控制单元mcu低功耗运行时的电流，
[0086]
q9*tl*0.8*η
‑
vo*ilp*tl>0。
[0087]
综上所述，即当q1+q2>q3时，电流互感器切换至采集状态；
[0088]
当(q1+q2)*p4*η>q4时，电流互感器切换至供电状态，
[0089]
其中，q1为上个阶段剩余的能量，q2为本阶段充电获得的能量，q3为储能电容的容量,p4为储能电容的余量，q4为本阶段系统消耗的能量，η为效率。
[0090]
本发明可以根据一次侧电流大小来灵活组合各个阶段。其中一种工作模式示波器测试启动后，后面的过程在t1到t4之间循环。循环流程如下：
[0091]
t0
‑
>t1
‑
>t2
‑
>t3
‑
>t4
‑
>t1
‑
>t2
‑
>t1
‑
>t2
‑
>t1
‑
>t2
‑
>t3
‑
>t4
‑
>t5
‑
>t6
‑
>t1
‑
>t2
‑
>t1
‑
>t2
‑
>t1
‑
>t2
‑
>t3
‑
>t4
‑
>t5
‑
>t6
……‑
>t1
‑
>t2
‑
>t3
‑
>t4
‑
>t1
‑
>t2
‑
>t3
‑
>t4
……
[0092]
当一次侧没电流，后来又有电流时，流程如下：
[0093]
tl
‑
>t4
‑
>tl
‑
>t4
……‑
>t0
‑
>t1
‑
>t2
‑
>t3
‑
>t4
……
[0094]
本发明可以根据一次侧电流大小增加采用次数，缩短储能时间来达到一个rf发射周期内增加电流温度采样次数来提高测量准确度。比如采集到电流比较大(比如一次侧电流20a以上时)可以一个rf发射周期内采集3次数据，启动1次超级电容充电。采集一段时间后电流变小又减小周期内的采样次数，停止超级电容充电。
[0095]
通过设计不同的储能和放电时间段可以让系统在更低的一次侧输入电流时完成数据采集和无线发射功能，并且可以根据一次侧输入电流大小来动态调整各个时间段长度，可以平衡无线发射周期，数据采样频率和精度，采用多段工作算法，实现了在极低的一次侧电流(小于0.5a)时系统能够正常启动采集发射数据。
[0096]
本发明设计了在同步时间段内通过判断交流信号的过零点为基准，结合电网频率和上次的电流大小计算采样电阻接入时间点算法。合适的接入点可以避免接入后的波形不平衡问题。本发明的算法减小了接入采样电阻时交流信号的失真度，提高了采样电阻动态开关时电流信号采样精度。
[0097]
本实施例中控制单元m6采用支持低工作电压的高能效比控制单元mcu。结合控制单元mcu灵活的高频和低频时钟切换，低功耗唤醒和快速切换工作状态特性获得了良好的低功耗效果。
[0098]
本事实例中温度测量单元m7通过对温度传感器的供电控制启动和关闭，当关闭温度测量单元的电源时，节省了测量单元的电流消耗，这样达到了降低系统功耗。当一次侧导线因为接触电阻大或过载等原因发热时系统可以及时报警，降低损失。
[0099]
本实施例中通信单元m8采用高灵敏度、发射功率和空中通讯波特率可调的lora无线通信模块。m8的工作功耗等效为：工作功率*数据量/通讯速率。在发送数据量一定的情况下发射功率大消耗电流大但是通讯距离远，通讯速率高通讯时间短省电但是通讯距离短。
[0100]
判断一次侧电流大小在满足系统各个工作阶段后有多余电能情况下，把多余的电能存储在超级电容m9里面。当一次侧完全没有电流时，此时电流互感器ct已经无法提供任何电流。这时超级电容提供控制单元mcu休眠电流和rf发射心跳信号告知边缘采集终端。直到一次侧有电流时无线互感器又开始新一轮储能采集发射过程。本发明使用超级电容相比传统的一次性锂电池和可充电电池有寿命长，体积小的优势。
[0101]
以上所述仅为本发明所公开的一种低功耗电流互感器的优选实施方式，并非用于限定本说明书实施例的保护范围。凡在本说明书实施例的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本说明书实施例的保护范围之内。
[0102]
还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0103]
本说明书实施例中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。