一种平均电流估算电路及其估算方法与流程

1.本发明涉及电流检测技术，尤其涉及一种平均电流估算电路及其估算方法，属于集成电路技术领域。


背景技术：

2.在很多场合下，需要求出周期性变化的电流信号在一个周期内的平均值。以反激开关电源为例，电感电流波形如图1所示，在功率器件导通时，即t1时间内，电感电流线性上升；当功率器件关闭，即t2时间内，电感续流，电流向负载电容充电。但有些场合下的电流波形并不是规则的电流波形，如反激中的有源钳位反激电路，其输出到变压器次级的电流波形如图2所示，可以看到在周期t内的电流波形是连续但较为复杂的形状，在这时计算电流的平均值就比较困难。
3.当需要对某一周期内的电流波形进行平均电流分析时，传统的方法是将电流在某一周期内进行积分，然后通过除法运算，除以整个周期长度得到电流的平均值。这一方法比较复杂，且往往需要利用到乘法器等，增加了芯片的功耗，大大增加了电路的复杂程度，且采样精度依赖于除法运算的准确程度。


技术实现要素：

4.本发明的目的是克服上述现有技术存在的缺陷，提供一种平均电流估算电路及其估算方法，电路结构相对简单，对电流信号直接采样，输出某一周期内的电流平均值。
5.为实现上述目的，本发明的采用如下技术方案：一种平均电流估算电路，其特征在于，包括峰值电流采样电路、积分电路、放电电流选择电路、放电电路、占空比-误差转换电路和电压-电流转换电路，峰值电流采样电路和积分电路的输入端均连接输入电流信号i_in，峰值电流采样电路的输出ipk为放电电流选择电路的输入信号，放电电流选择电路的输出i
t
和积分电路的输出vc共同作为放电电路的输入信号，放电电路的输出d_in为占空比-误差转换电路的输入信号，占空比-误差转换电路的输出v
av
为电压-电流转换电路的输入信号，电压-电流转换电路输出估算后的平均电流i
av
；
6.峰值电流采样电路用于采样一个周期输入电流信号的峰值i
pk
并予以保持；包括pmos管pm1～pm6、nmos管nm1～nm3、反相器inv3、反相器inv4以及电阻r1和电容c1；nmos管nm1的栅极与nmos管nm2的栅极和nmos管nm3的栅极互连并连接nmos管nm1的漏极作为峰值电流采样电路的输入端连接输入电流i_in，nmos管nm1的源极、nmos管nm2的源极和nmos管nm3的源极均接地，nmos管nm2的漏极连接pmos管pm1的栅极和pmos管pm2的漏极，pmos管pm1的漏极接地，pmos管pm1的源极连接pmos管pm2的栅极、pmos管pm3的漏极、电容c1的一端以及pmos管pm5的栅极和pmos管pm6的栅极，pmos管pm2的源极、pmos管pm4的源极、pmos管pm5的源极、pmos管pm6的源极和电容c1的另一端均连接电源vcc，pmos管pm3的源极通过电阻r1连接电源vcc，pmos管pm5的漏极连接pmos管pm4的漏极以及nmos管nm3的漏极和反相器inv4的输入端，反相器inv4的输出端连接反相器inv3的输入端和pmos管pm4的栅极，反相器inv3
的输出连接pmos管pm3的栅极，pmos管pm6的漏极为峰值电流采样电路的输出端，输出采样得到的峰值电流i
pk
；
7.积分电路用于将一个周期内的输入电流信号进行积分运算，得到积分电压值vc，包括pmos管pmc1、pmc2和pmc3以及nmos管nmc1和电容c
chg
，pmos管pmc1的源极和pmos管pmc2的源极均连接电源vcc，pmos管pmc1的栅极和漏极连接pmos管pmc2的栅极并作为积分电路的输入端连接输入电流i_in，pmos管pmc2的漏极连接pmos管pmc3的源极，pmos管pmc3的栅极连接nmos管nmc1的栅极并连接充电控制信号s
chg
，nmos管nmc1的源极连接电容c
chg
的一端并接地，电容c
chg
的另一端连接nmos管nmc1的漏极和pmos管pmc3的漏极并作为积分电路的输出端，输出积分电压vc；
8.放电电流选择电路用于选择与峰值电流采样电路输出的峰值电流i
pk
相接近的放电电流i
t
；包括pmos管pm_d1～pm_d19，nmos管nm_d1～nm_d8以及电阻r_ref和运算放大器op_d1；运算放大器op_d1的正端连接基准电压vref，运算放大器op_d1的负端连接nmos管nm_d1的源极和电阻r_ref的一端，电阻r_ref的另一端接地，nmos管nm_d1的栅极连接运算放大器op_d1的输出，nmos管nm_d1的漏极连接pmos管pm_d1的漏极和栅极并与pmos管pm_d2～pm_d13的栅极连接在一起，pmos管pm_d1～pm_d13的源极连接在一起并连接电源vcc，pmos管pm_d2的漏极连接pmos管pm_d14的栅极和nmos管nm_d2的漏极，连接点为s1；pmos管pm_d3的漏极连接pmos管pm_d14的源极，pmos管pm_d4的漏极连接pmos管pm_d15的栅极和nmos管nm_d3的漏极，连接点为s2；pmos管pm_d5的漏极连接pmos管pm_d15的源极，pmos管pm_d6的漏极连接pmos管pm_d16的栅极和nmos管nm_d4的漏极，连接点为s3；pmos管pm_d7的漏极连接pmos管pm_d16的源极，pmos管pm_d8的漏极连接pmos管pm_d17的栅极和nmos管nm_d5的漏极，连接点为s4；pmos管pm_d9的漏极连接pmos管pm_d17的源极，pmos管pm_d10的漏极连接pmos管pm_d18的栅极和nmos管nm_d6的漏极，连接点为s5；pmos管pm_d11的漏极连接pmos管pm_d18的源极，pmos管pm_d12的漏极连接pmos管pm_d19的栅极和nmos管nm_d7的漏极，连接点为s6；pmos管pm_d13的漏极连接pmos管pm_d19的源极，pmos管pm_d14～pm_d19的漏极连接在一起并作为放电电流选择电路放电电流i
t
的输出端，nmos管nm_d2～nm_d8的栅极与nmos管nm_d8的漏极连接在一起并连接峰值电流采样电路输出的峰值电流i
pk
，nmos管nm_d2～nm_d8的源极均接地；
9.放电电路用于利用放电电流选择电路输出的放电电流it对积分电路输出的积分电压vc进行微分运算，输出占空比信号d_in，包括nmos管mn_dsc和pmos管mp_dsc构成的传输门、比较器cmp_dsc、电容c
dsc
、pmos管m_ps1以及nmos管m_ds1和nmos管m_ds2；传输门中pmos管mp_dsc的栅极连接充电控制信号s
chg
，传输门中nmos管mn_dsc的栅极连接充电控制信号s
chg
的反信号，传输门的输入连接积分电路输出的积分电压vc，传输门的输出连接比较器cmp_dsc的负端以及电容c
dsc
的一端和nmos管m_ds2的漏极，nmos管m_ds2的栅极连接nmos管m_ds1的栅极和漏极以及pmos管m_ds1的漏极和pmos管m_ps1的漏极，nmos管m_ds1的源极和nmos管m_ds2的源极以及电容c
dsc
的另一端均接地，比较器cmp_dsc的正端接参考电压vth，比较器cmp_dsc的输出连接pmos管m_ps1的栅极并作为放电电路的输出端，输出占空比信号d_in，pmos管m_ps1的源极连接放电电流选择电路输出的放电电流i
t
；
10.占空比-误差转换电路用于将放电电路产生的占空比信号d_in转化为表征平均电流的误差信号，包括电平转换电路和低通滤波器两部分电路，电平转换电路将输入的占空
比信号d_in转换为方波信号d_out，低通滤波器对方波信号d_out进行低通滤波后，得到近似直流量电压v
av
；其中：电平转换电路包括pmos管pm_l1、pm_l2和pm_l3，nmos管nm_l1和nm_l2以及反相器inv1和inv2，占空比信号d_in连接反相器inv1的输入端和pmos管pm_l1的漏极，pmos管pm_l1的源极连接电源vcc，反相器inv1的输出连接反相器inv2的输入端和pmos管pm_l1的栅极，反相器inv2的输出连接pmos管pm_l2的栅极和nmos管nm_l1的栅极，nmos管nm_l1的漏极与pmos管pm_l2的漏极互连并连接pmos管pm_l3的栅极和nmos管nm_l2的栅极，nmos管nm_l1的源极和nmos管nm_l2的源极均接地，pmos管pm_l2的源极和pmos管pm_l3的源极均连接基准电压vref，pmos管pm_l3的漏极与nmos管nm_l2的漏极互连并输出方波信号d_out；低通滤波器包括控制开关φ1～φ14，电容c00、电容c01～c13，运算放大器op_b1、op_b2和op_b3，电平转换电路输出的方波信号d_out连接控制开关φ1的一端，控制开关φ1的另一端连接电容c00的一端和控制开关φ2的一端，控制开关φ2的另一端连接电容c01的一端和控制开关φ3的一端，控制开关φ3的另一端连接电容c02的一端和控制开关φ4的一端，控制开关φ4的另一端连接电容c05的一端和控制开关φ5的一端，控制开关φ5的另一端连接电容c03的一端和控制开关φ6的一端，控制开关φ6的另一端连接电容c04的一端和运算放大器op_b1的正端，运算放大器op_b1的负端连接电容c05的另一端以及运算放大器op_b1的输出端和控制开关φ7的一端，控制开关φ7的另一端连接电容c09的一端和控制开关φ8的一端，控制开关φ8的另一端连接电容c06的一端和控制开关φ9的一端，控制开关φ9的另一端连接电容c08的一端和控制开关φ10的一端，控制开关φ10的另一端连接电容c07的一端和运算放大器op_b2的正端，运算放大器op_b2的负端连接电容c06的另一端以及运算放大器op_b2的输出端和控制开关φ11的一端，控制开关φ11的另一端连接电容c10的一端和控制开关φ12的一端，控制开关φ12的另一端连接电容c13的一端和控制开关φ13的一端，控制开关φ13的另一端连接电容c11的一端和控制开关φ14的一端，控制开关φ14的另一端连接电容c12的一端和控制开关φ13的一端和运算放大器op_b3的正端，运算放大器op_b3的负端连接电容c13的另一端以及运算放大器op_b3的输出端，电容c00以及电容c01～电容c04的另一端，电容c07～电容c09的另一端，电容c10～电容c12的另一端均接地，运算放大器op_b32的输出端也是低通滤波器的输出端，输出近似直流量电压v
av
；控制开关φ1、φ3、φ5、φ7、φ9、φ11和φ13的控制端连接时钟信号，控制开关φ2、φ4、φ6、φ8、φ10、φ12和φ14的控制端连接时钟信号的反信号，控制开关φ1～φ6以及电容c00、电容c01～c05和运算放大器op_b1构成三阶巴特沃斯滤波器；控制开关φ7～φ10以及电容c06～c09和运算放大器op_b2构成一个二阶巴特沃斯滤波器；控制开关φ11～φ14以及电容c10～c13和运算放大器op_b3构成另一个二阶巴特沃斯滤波器；
11.电压-电流转换电路用于将占空比-误差转换电路输出的近似直流量电压v
av
换为平均电流信号i
av
，包括运算放大器op_s1、pmos管pm_s1～pm_s13以及nmos管nm_s1和电阻r；运算放大器op_s1的正端连接v
av
，运算放大器op_s1的负端连接nmos管nm_s1的源极并通过电阻r接地，运算放大器op_s1的输出连接nmos管nm_s1的栅极，nmos管nm_s1的漏极连接pmos管pm_s1的漏极和栅极并与pmos管pm_s2的栅极、pm_s3的栅极、pm_s4的栅极、pm_s5的栅极、pm_s6的栅极和pm_s7的栅极连接在一起，pmos管pm_s1的源极、pmos管pm_s2的源极、pm_s3的源极、pm_s4的源极、pm_s5的源极、pm_s6的源极和pm_s7的源极均连接电源vcc，pmos管pm_s2的漏极连接pmos管pm_s8的源极，pmos管pm_s8的栅极连接放电电流选择电路
中的连接点s1，pmos管pm_s3的漏极连接pmos管pm_s9的源极，pmos管pm_s9的栅极连接放电电流选择电路中的连接点s2，pmos管pm_s4的漏极连接pmos管pm_s10的源极，pmos管pm_s10的栅极连接放电电流选择电路中的连接点s3，pmos管pm_s5的漏极连接pmos管pm_s11的源极，pmos管pm_s11的栅极连接放电电流选择电路中的连接点s4，pmos管pm_s6的漏极连接pmos管pm_s12的源极，pmos管pm_s12的栅极连接放电电流选择电路中的连接点s5，pmos管pm_s7的漏极连接pmos管pm_s13的源极，pmos管pm_s13的栅极连接放电电流选择电路中的连接点s6，pmos管pm_s8的漏极与pmos管pm_s9的漏极、pmos管pm_s10的漏极、pmos管pm_s11的漏极、pmos管pm_s12的漏极和pmos管pm_s13的漏极连接在一起并作为电压-电流转换电路的输出端，输出平均电流信号i
av
。
12.进一步地，所述放电电流选择电路中，pmos管pm_d1、pmos管pm_d2、pmos管pm_d4、pmos管pm_d6、pmos管pm_d8、pmos管pm_d10和pm_d12的尺寸比例为1:2:4:8:16:32。
13.进一步地，所述放电电流选择电路中，pmos管pm_d3和pmos管pm_d1的尺寸完全相同；pmos管pm_d5和pmos管pm_d4的尺寸完全相同；mos管pm_d7和pmos管pm_d6的尺寸完全相同；pmos管pm_d9和pmos管pm_d8的尺寸完全相同；pmos管pm_d11和pmos管pm_d10的尺寸完全相同；pmos管pm_d13和pmos管pm_d12的尺寸完全相同。
14.进一步地，所述积分电路和放电电路中的充电控制信号s
chg
是外接信号，由开关电源产生并与开关电源功率器件的开关信号一致。
15.进一步地，所述积分电路中的电容c
chg
与放电电路中的电容c
dsc
两者的电容值相等。
16.进一步地，所述放电电路中的参考电压vth的取值为0＜vth＜+50mv。
17.进一步地，所述占空比-误差转换电路中，控制开关φ1～φ14控制端连接的时钟信号频率＞峰值电流采样电路采样周期电流信号的频率。
18.上述平均电流估算电路的平均电流估算方法，包括以下步骤：
19.(1)峰值电流采样电路采样一个周期t内输入电流的峰值i
pk
；
20.(2)积分电路对一个周期t内的输入电流进行积分运算，得到积分电压vc；
21.(3)放电电流选择电路选择出与峰值电流i
pk
相逼近的放电电流i
t
；
22.(4)在放电电路中利用放电电流i
t
对积分电压值vc做微分，得到占空比信号d_in；
23.(5)占空比-误差转换电路内的电平转换电路将占空比信号d_in转换为占空比方波信号d_out，再通过占空比-误差转换电路内的低通滤波器滤波后转换为电压信号，该电压信号经过电压-电流转换电路比例还原后得到平均电流。
24.进一步地，所述步骤(3)中，放电电流i
t
是通过基准电压vref经过运算放大器op_d1和电阻r_ref产生的基准电流按不同比例放大后与峰值电流i
pk
比较后产生的；
25.进一步地，所述步骤(5)具体包括以下步骤：
26.(5.1)占空比信号d_in高电平为电源电压vcc，将占空比信号d_in经过电平转换，得到高电平为基准电压vref、低电平为0的占空比方波信号d_out，vref＜vcc；
27.(5.2)占空比方波信号d_out包含了平均电流的信息，将占空比方波信号d_out经过低通滤波器滤除高阶分量后，得到近似只包含直流分量的输出电压v
av
，该输出电压表征了平均电流的信息；
28.(5.3)将输出电压v
av
除以电压-电流转换电路中的电阻r，经比例镜像后得到输出
电流i
av
，该输出电流i
av
即为一个电流周期内的平均电流。
29.本发明的优点及显著效果：本发明通过峰值电流采样电路采样一个周期t内输入电流的峰值i
pk
，同时通过积分电路对一个周期t内的输入电流进行积分运算得到得到积分电压值vc，利用放电电流选择电路选择出与峰值电流i
pk
相接近的放电电流i
t
，在放电电路中利用放电电流i
t
泄放对积分电压值vc做微分得到占空比信号d_in，占空比-误差转换电路内的电平转换电路将占空比信号d_in转换为占空比方波信号d_out，再通过占空比-误差转换电路内的低通滤波器滤波后获得直流电压分量，最终通过电压-电流转换电路按照比例转换为电流，获得该周期t内的平均电流。
30.本发明平均电流估算电路直接对电流信号进行处理，采用较少的电路成本实现平均电流的估算，能够摆脱传统乘法器的束缚，通过简单的充放电电路将平均电流转化为不同占空比的方波信号，经过高阶低通滤波后可以还原成平均电流。整个方案电路结构简单，适用范围广，且估算的平均电流能够保证较高的精度。
附图说明
31.图1为常见的电感电流波形；
32.图2为不规则的电流波形；
33.图3为本发明的平均电流估算电路的系统框图；
34.图3-1为图3中电流峰值检测电路的一种实施方式；
35.图3-2为图3中放电电流选择电路的一种实施方式；
36.图3-3为图3中积分电路的一种实施方式；
37.图3-4为图3中放电电路的一种实施方式；
38.图3-5为图3中占空比-误差转换电路中的电平转换电路的一种实施方式；
39.图3-6为图3中占空比-误差转换电路中的低通滤波器的一种实施方式；
40.图3-7为图3中电压-电流转换电路的一种实施方式；
41.图4为图3-1电流峰值检测电路的关键波形示意图；
42.图5为图3-6中低通滤波器采用巴特沃斯滤波器的幅频特性随阶数的关系图；
43.图6为电平转换电路产生的占空比方波信号经低通滤波之后产生的输入输出波形；
44.图7为本发明的关键节点的波形图；
45.图8为本发明的平均电流估算方法流程图。
具体实施方式
46.下面结合附图对本发明的优选实例进行详细描述，需要说明的是，附图均采用较为简化、直观的方式而非使用精确的比例或参数，仅用以方便、清晰地辅助说明本发明实施例的目的。
47.如图3，本发明平均电流估算电路包括峰值电流采样电路、积分电路、放电电流选择电路、放电电路、占空比-误差转换电路和电压-电流转换电路，峰值电流采样电路和积分电路的输入端均连接输入电流信号i_in，峰值电流采样电路的输出ipk为放电电流选择电路的输入信号，放电电流选择电路的输出i
t
和积分电路的输出vc共同作为放电电路的输入
信号，放电电路的输出d_in为占空比-误差转换电路的输入信号，占空比-误差转换电路的输出v
av
为电压-电流转换电路的输入信号，电压-电流转换电路输出估算后的平均电流i
av
。其中，峰值电流采样电路和积分电路的输入信号均为待处理的周期性电流信号i_in，以开关型电源为例，该周期性电流信号可以简单理解成电感电流，开关导通，输入电压对电感充电，电感电流线性上升；开关关闭，电感电流线性下降到初始值。
48.参看图3-1，给出了本发明中峰值电流采样的一种实施方式，当电流i_in向上变化时，pm2的栅极电压vg被下拉，i_in达到最大时，vg达到最低值；这时vg的信息被所存在电容c1上，如果电流i_in开始减小，c1上存储的电荷只能通过r1和pm3去泄放，由于r1很大，泄放速度远小于i_in电流变小的速度，通过pm5和nm3的电流比较，在c1电容刚刚泄放的时刻就关闭pm3切断泄放回路，将电流最大值信息锁存，通过pm6输出这一周期内的最大电流即峰值电流i
pk
。在本实施例中，电流采样的精度可以通过nm3与nm1的宽长比来设定。
49.图4给出了图3-1中关键节点的电压或电流波形，其中vg表示pm3的栅极电压，vm为锁存电容c1两端的电压，i_x和i0为流经pm5和nm3的电流，流经nmos管nm1的电流逐渐增大的过程中，pmos管pm2的栅极和电源之间连接的电容c1两端压差vm也逐渐增大，pmos管pm2栅极电位vg逐渐降低，直到流经nmos管nm1的电流达到最大时，电容c1两端压差vm也达到最大值vm_max，pmos管pm2栅极电位vg达到最低v
l
，此时若流经nmos管nm1的电流开始减小，电容c1两端的压差并不会马上减小，只能通过较大的电阻r1缓慢释放电荷，近似维持在vm_max值附近，尔后缓慢下降，下降速度由r1和c1构成的时间常数所决定，通过电流比较确定pm3的关断时刻，pm3关断后，c1上电荷近似保持固定，i_x也保持不变，输出峰值电流i
pk
。
50.参看图3-2，给出了本发明中放电电流选择电路的一种实施方式。基准电压vref通过运放op_d1和电阻r_ref产生基准电流,基准电流经过电流镜pm_d1～pm_d13之间的不同比例的放大，产生多路电流，每一路电流都与峰值电流i
pk
进行比较。在此实施例中，基准电流的放大比例为1:2:4:8:16:32，即pm_d1，pm_d2，pm_d4，pm_d6，pm_d8，pm_d10和pm_d12的尺寸比例为1:2:4:8:16:32，pm_d3和pm_d1的尺寸完全相同，pm_d5和pm_d4的尺寸完全相同，pm_d7和pm_d6的尺寸完全相同，pm_d9和pm_d8的尺寸完全相同，pm_d11和pm_d10的尺寸完全相同，pm_d13和pm_d12的尺寸完全相同。nm_d2～nm_d8的尺寸也完全相同，完全镜像峰值电流i
pk
。以其中某一路为例，如果pm_d2的电流小于所述最大峰值电流i
pk
，即小于流过nm_d2的电流，则pm_d4的栅极为低电平，此时pm_d4导通，此路电流增加到最终的输出电流i
t
中，以此类推。最终的输出电流i
t
在大小上最大程度接近峰值电流i
pk
，作为放电电流i
t
。放电电流i
t
用来泄放积分电路在图3-4中电容上c
dsc
上存储的电荷。
51.参看图3-3，给出了本发明中积分电路的一种实施方式，输入电流i_in被电流镜pmc1和pmc2镜像后，通过由开关电源产生并与开关电源的开关信号一致的充电控制信号s
chg
控制向电容c
chg
进行积分操作，得到积分电压vc。
52.图3-3的另一种实施方案，积分也可以在与图3-3所示的电路结构完全一致的两个积分电路上分别通过各自的电容、分奇数和偶数周期同步进行积分操作，此时的充电控制信号s
chg
需通过开关电源的开关信号经过分频器之后产生奇数和偶数周期的schg1和schg2(图7中的schg1和schg2)。
53.参看图3-4，给出了本发明中放电电路的一种实施方式。积分电压vc通过由mp_dsc和mn_dsc构成的传输门，mp_dsc和mn_dsc的栅极控制信号分别接充电控制信号s
chg
和s
chg
的
反信号被采样到电容c
dsc
上，电流镜m_ds1和m_ds2镜像放电电流i
t
，对电容c
dsc
进行放电，比较器cmp_dsc通过比较c
dsc
上的电压与vth的大小，当电压泄放到vth以下时，控制m_ps1关断，放电结束，并输出占空比信号d_in，其中vth为大于0小于50mv的正电压。
54.同样，与双积分电路相对应，放电也可以在与图3-4所示的放电电路结构完全一致的两个放电电路上，分别通过各自的电容、分奇数和偶数周期同步进行放电操作。
55.当放电电流i
t
将积分电压vc在电容c
dsc
上累积的电荷泄放到0后，产生一方波信号，且具有一定占空比，将占空比信号的高电平从电源电压转化为基准电压vref，需要用到电平转换电路。图3-5给出了占空比-误差转换电路中的电平转换电路的一个实施例。反相器inv1和反相器inv2的电源电压接vcc，d_in为占空比信号，d_out为占空比方波信号，d_out的高电平为基准电压vref，基准电压vref小于电源电压vcc。
56.占空比方波信号d_out包含了平均电流的信息，更确切的说，占空比越大，表明放电电流i
t
与前一周期内的平均电流越接近，当占空比为100％时，说明放电电流i
t
完全等于前一周期内的平均电流；当占空比小于100％时，说明放电电流i
t
大于前一周期内的平均电流。将占空比方波信号d_out转化为电压信号，即可获得表征平均电流的电压信号。
57.参看图3-6，给出了本发明中占空比-误差转换电路中的低通滤波器的一种实施例，采用7阶巴特沃斯滤波器获得最大程度的通带到阻带的滚降速度。
58.参看图5，一般来说巴特沃斯滤波器的阶数越高，滚降速度越快。图3-6中的7阶巴特沃斯滤波器由一个3阶巴特沃斯滤波器和两个2阶巴特沃斯滤波器级联而成，为了获得较为准确的带宽，电阻都通过开关电容的形式实现，比如，φ1和φ2控制的开关与c00构成一个等效电阻，该等效电阻的阻抗由φ1和φ2所接的时钟信号的频率和c00容值的乘积决定，其他部分的等效电阻与此类似。op_b1、op_b2、op_b3是有源滤波器中的必要组成部分，最终的输出v
av
包含了vin的直流分量和几乎为0的高频分量。图6示意性给出了一定占空比的方波信号经过低通滤波后的输出波形。
59.在图6中，一个幅度为2v，占空比为25％的方波信号在经过低通滤波后，可以得到0.5v的近似直流电压。实际上，在理想情况下，最终的输出电压应该等于d*vref，其中d为占空比。
60.结合图7的关键节点波形图对本发明的整个运算过程进行分析，图7是在两个相同的积分电路和两个相同的放电电路上，按奇数和偶数周期进行操作的工作波形。与7给出了6个周期cycle1～cycle6的工作波形图，根据前文描述可以知道，以第一个周期为例，积分电路在第一个周期cycle1内对图3-3所示电路中的电容c
chg
进行充电得到电压vcap1，第一个周期cycle1内，电容c
chg
两端电压vcap1最终达到最大值为vc，同时在整个周期cycle1内，所述电流峰值采样电路获得该周期内电流信号的最大值ipk，并通过ipk值的大小选择放电电流i
t
，接下来的周期cycle2内，电容c
chg
上的电压vc传递到图3-4中的电容c
dsc
上，并通过放电电流i
t
对c
dsc
进行放电，图7中虚线表示的i
av
为理论平均电流，从图中可以看出如果用平均电流i
av
进行放电，则在第二个周期结束时刻，即t3时刻电容c
dsc
两端的电压应该刚好下降到0，而某一周期内的峰值电流必定大于等于平均电流，因此如果通过放电电流i
t
进行放电，所需要的时间一定小于等于整个周期t，即t3-t1的时长，在图7中用放电电流i
t
进行放电，在t2时刻将图3-3中的电容c
dsc
两端电压放电到0,当放电到0时，产生一下降沿信号，整个周期内产生一占空比方波，即占空比信号d_in，d_in经过电平转换电路转变为高电平为
基准电压的占空比信号d_out。d_out反映出放电电流i
t
与平均电流i
av
之间的相对误差关系。需要说明的是，在本发明中c
chg
的容值和c
dsc
的容值大小完全相等。
61.由平均电流的定义可以得到：i
av
＝(∫idt)/t，其中，i表示的一个周期t内时变的电流，t为一个周期的时间长度，电容c两端电压最终达到最大值为vc可表示为：vc＝(∫idt)/c，这里的c表示的是图3-3中积分电路中电容c
chg
的容值或c
dsc
的容值。经过放电电流i
t
对电容容值为c的电容c
chg
或c
dsc
两端进行放电到电压为0所需要的时间为t1＝c*vc/i
t
；如果用i
av
进行放电，则在第二个周期内刚好泄放到0，那么t＝c*vc/i
av
。因此，占空比可以表示为：d＝t1/t＝i
av
/i
t
。因此，平均电流与放电电流的相对比例可以用占空比来表示，将所述占空比方波信号d_out经过低通滤波，得到直流分量为v
av
＝d*vref＝(i
av
*vref)/i
t
，放电电流i
t
为基准电压除以电阻后比例放大产生，因此，i
t
＝k*vref/r，其中k为放大倍数，为正整数。所以v
av
＝i
av
*r/k。
[0062]vav
已经通过图3-6所示的低通滤波器得到，因此，i
av
＝k*v
av
/r，通过电压-电流转换可以实现这一变换。参看图3-7，给出了本发明电压-电流转换电路的一种实施方式，先通过v
av
/r产生电流，通过图3-2的放电电流选择电路产生的开关控制信号s1～s6控制图3-7中控制开关，从而调整电流线性倍数的比例，相加后得到输出电流为：k*v
av
/r＝i
av
，此时输出电流等于i
av
。
[0063]
参看图8，本发明还涉及一种平均电流估算方法，所述的方法包括以下步骤：
[0064]
(1)峰值电流采样电路采样一个周期t内输入电流的峰值i
pk
；
[0065]
(2)积分电路对一个周期t内的输入电流进行积分运算，得到积分电压vc；
[0066]
(3)放电电流选择电路选择出与峰值电流i
pk
最逼近的放电电流i
t
；
[0067]
(4)在放电电路中利用放电电流i
t
对积分电压值vc做微分运算，得到占空比信号d_in；
[0068]
(5)占空比-误差转换电路内的电平转换电路将占空比信号d_in转换为占空比方波信号d_out，再通过占空比-误差转换电路内的低通滤波器滤波后转换为电压信号，该电压信号经过电压-电流转换电路比例还原后得到平均电流。
[0069]
进一步地，所述步骤(3)中，放电电流i
t
是通过基准电压vref经过运算放大器op_d1和电阻r_ref产生的基准电流按不同比例放大后与峰值电流i
pk
比较后产生的；
[0070]
进一步地，所述步骤(5)具体包括以下步骤：
[0071]
(5.1)占空比信号d_in高电平为电源电压vcc，将占空比信号d_in经过电平转换，得到高电平为基准电压vref、低电平为0的占空比方波信号d_out，vref＜vcc；
[0072]
(5.2)占空比方波信号d_out包含了平均电流的信息，将占空比方波信号d_out经过低通滤波器滤除高阶分量后，得到近似只包含直流分量的输出电压v
av
，该输出电压表征了平均电流的信息，低通滤波器为高阶巴特沃斯滤波器。
[0073]
(5.3)将输出电压v
av
除以电压-电流转换电路中的电阻r，经比例镜像后得到输出电流i
av
，该输出电流i
av
即为一个电流周期内的平均电流。
[0074]
以上所述的实施方式，并不构成对本技术方案保护范围的限定，任何在上述实施精神和原则之内所做的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明技术方案的保护范围之内。