一种数字式剩余电流互感器的传导EMI噪声分析方法与流程

一种数字式剩余电流互感器的传导emi噪声分析方法
技术领域
1.本发明属于电气测量设备电磁兼容技术领域，具体涉及一种数字式剩余电流互感器的传导emi噪声分析方法。


背景技术：

2.随着科技的飞速发展，电子技术进入到了突飞猛进的时代，现代电子设备的系统数字化程度越来越高，其大量采用的计算机和微电子技术使得系统智能化程度和可靠性都大大提高。但是数字式剩余电流互感器在测量电流过程中产生的传导emi噪声愈加严重，不仅使测得的配电回路电流结果不准确，而且传导emi噪声影响设备正常工作，甚至造成设备损坏，从而导致安全问题。如果能快速准确的计算出传导emi噪声带来的干扰电流大小，将对提高电流互感器的配电回路电流测量精度有很大帮助，对其电磁兼容的抑制和防护也会有很大帮助。
3.由于传导噪声源的个体特征差异性、所处位置的敏感性，耦合途径的多样性，导致电磁干扰噪声的复杂性，而且噪声源通过线缆传输的信号具有卷积形式，其传导噪声构成比较复杂。因此对数字式剩余电流互感器的传导emi噪声实现准确的分析是一个挑战，对其引起的噪声电流的定量化计算也迫在眉睫。
4.目前对复杂电子设备的传导电磁干扰噪声的分离主要从电路分析角度进行，通常将电磁场分析方法与电路仿真相结合，利用人工电源网络结合功率放大器得到目标的传导发射特征。这些方法虽然能建立模型，但由于模型中采用插值法进行近似计算，插值函数不能精确模拟实际情况，因此在解决实际问题时结果有所偏差，影响结果的准确性。


技术实现要素：

5.本发明所要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，提供一种数字式剩余电流互感器的传导emi噪声分析方法，能够准确的分离出数字式剩余电流互感器的传导emi噪声信号引起的干扰电流。
6.为实现上述技术目的，本发明采取的技术方案为：
7.一种数字式剩余电流互感器的传导emi噪声分析方法，包括：
8.步骤一：采集数字式剩余电流互感器上传导emi噪声的时域信号，根据时域信号的统计特性获取四阶累计量卷积混合时域信号；
9.步骤二：对四阶累计量卷积混合时域信号进行零均值处理，消除信号中的常量信息；
10.步骤三：定义白化准则，对步骤二得到的四阶累计量卷积混合时域信号进行白化与分离处理，获得分离后的时域信号；
11.步骤四：采用向量的四阶张量矩阵将分离后的时域信号进行fft分解，得到分离的频域信号；
12.步骤五：通过傅里叶反变换将分离的频谱信号变换为时域信号，确定传导emi噪声
的干扰电流，获得配电回路的实际电流值。
13.为优化上述技术方案，采取的具体措施还包括：
14.上述的步骤一中，利用人工电源网络采集数字式剩余电流互感器上传导emi噪声的时域信号，所述的传导emi噪声的时域信号是由数字式剩余电流互感器上n个传导噪声源通过叠加形成，即采集多个传导噪声源叠加形成总的传导emi噪声的时域信号；
15.根据时域信号的统计特性，考虑信号混合方式的复杂性以及信号传播的延时性，获取四阶累计量卷积混合时域信号。
16.上述的步骤一中，采集到的四阶累计量卷积混合时域信号个数大于等于信号源的个数，且至多只有一个信号服从高斯分布。
17.上述的步骤一所述四阶累计量卷积混合时域信号的模型表示为：
[0018][0019]
其中，x(t)是m个混合时域信号；s(t)是n个传导emi噪声信号；a
p
是混合滤波器，p是时延；
[0020][0021]
其中，y(t)是n维列向量，b
p
是n*n矩阵。目的是找到一个分离滤波器b
p
，使得y(t)是信号s(t)的估计。
[0022]
上述的步骤二中，所述的对四阶累计量卷积混合时域信号进行零均值处理，具体为：
[0023]
对于均值不为零的信号，通过如下公式来对信号进行零均值化处理：
[0024]
x
′
＝x-e(x)
ꢀꢀꢀ
(3)
[0025]
其中，x表示输入信号，e(x)表示数学期望，x’表示零均值后的结果。
[0026]
上述的步骤三中，定义白化准则，通过白化滤波器，对步骤二得到的四阶累计量卷积混合时域信号进行线性变换，去除信号间的相关性，使各分量之间二阶统计独立；
[0027]
利用nlpca算法对白化后的四阶累计量混合时域信号进行分离，获得分离后的时域信号。
[0028]
上述的步骤三中，所述的卷积混合时域信号包含四阶累计量信号，对三阶及以下的信号利用ica算法进行分离，对四阶信号根据nlpca算法进行分解。
[0029]
上述的步骤四中，基于张量的ica估计方法，对二阶累计张量进行推广，得到向量的四阶张量矩阵；
[0030]
采用向量的四阶张量矩阵将分离后的时域信号进行fft分解，得到频域内的各个分离信号，即分离的频域信号。
[0031]
上述的步骤四中，将多个四阶张量矩阵组成一组新四阶张量矩阵，使之能够对每个矩阵对角化，便于fft分解。
[0032]
上述的步骤五中，通过傅里叶反变换，将fft分解得到的分离的频域信号重构为时域信号，确定传导emi噪声的干扰电流；
[0033]
根据数字式剩余电流互感器的显示值获得配电回路的实际电流值。
[0034]
本发明具有以下有益效果：
[0035]
本发明提供的数字式剩余电流互感器传导emi噪声分析方法中，针对多传导源的emi噪声叠加问题，提出了一种基于时频分析的分离方法，不仅可以为企业和产品设计工程师提供准确的配电回路电流，而且能为数字式剩余电流互感器的传导emi噪声抑制提供依据。
附图说明
[0036]
图1为本发明数字式剩余电流互感器的传导emi噪声分析方法的流程图；
[0037]
图2为本发明数字式剩余电流互感器的传导emi噪声分析方法的流程示意图；
[0038]
图3为传导emi噪声(差模和共模)路径示意图；
[0039]
图4为采集的数字式剩余电流互感器传导emi噪声波形；
[0040]
图5为本发明方法获得的干扰电流结果示例。
具体实施方式
[0041]
以下结合附图对本发明的实施例作进一步详细描述。
[0042]
参见图1和2，本发明一种数字式剩余电流互感器的传导emi噪声分析方法，包括：
[0043]
步骤一：采集数字式剩余电流互感器上传导emi噪声的时域信号，根据时域信号的统计特性获取四阶累计量卷积混合时域信号；
[0044]
在实施例中，利用人工电源网络采集数字式剩余电流互感器上传导emi噪声的时域信号；
[0045]
所述的传导emi噪声的时域信号是由数字式剩余电流互感器上n个传导噪声源通过叠加形成；即采集多个传导噪声源叠加形成总的传导emi噪声的时域信号；
[0046]
根据时域信号的统计特性，考虑信号混合方式的复杂性以及信号传播的延时性，获取四阶累计量卷积混合时域信号。
[0047]
采集到的四阶累计量卷积混合时域信号个数应大于等于信号源的个数，且至多只有一个信号服从高斯分布，确保分离的可行性。
[0048]
所述四阶累计量卷积混合时域信号的模型表示为：
[0049][0050]
其中x(t)是m个混合时域信号；s(t)是n个传导emi噪声信号；a
p
是混合滤波器，p是时延。
[0051][0052]
其中y(t)是n维列向量，b
p
是n*n矩阵。目的是找到一个分离滤波器b
p
，使得y(t)是信号s(t)的估计。
[0053]
实施例中传导emi噪声(差模和共模)路径及采集的数字式剩余电流互感器传导
emi噪声波形示意图如图3和4所示。
[0054]
步骤二：对四阶累计量卷积混合时域信号进行零均值处理，消除信号中的常量信息；
[0055]
所述的对四阶累计量卷积混合时域信号进行零均值处理，是一步去均值的过程，具体为：
[0056]
对四阶累计量卷积混合时域信号进行平移变换，并不影响信号的整体分布，只是改变信号的值域范围，主要是为了消除信号中的常量，提高信号的稳健性。
[0057]
零均值化实际上是一步去均值的处理过程，主要是为了消除信号中的常量信息，实际上获得的卷积混合时域信号一般不满足零均值条件，因此需要对该信号进行零均值化处理，以满足理论前提。
[0058]
其具体实现如下：
[0059]
对于均值不为零的信号，需要通过公式来对信号进行零均值化处理。
[0060]
x
′
＝x-e(x)(3)
[0061]
其中x表示随机观测信号，e(x)表示数学期望，x’表示零均值后的结果，由于卷积混合时域信号是离散的，所以计算时一般用算术平均值来代替。
[0062]
步骤三：定义白化准则，对步骤二得到的四阶累计量卷积混合时域信号进行白化与分离处理，获得分离后的时域信号；
[0063]
在步骤三中，定义白化准则，通过选取合适的白化滤波器，对步骤二得到的四阶累计量卷积混合时域信号进行线性变换，去除信号间的相关性，尽可能使各分量之间二阶统计独立；
[0064]
经过白化过程，可以去除信号间的相关性，尽可能使各分量之间二阶统计独立，此外，白化处理可以有效简化算法，改善算法的性能。
[0065]
其具体实现如下：
[0066]
白化过程是对频域信号进行一定的线性变换，可以表示为
[0067][0068]
其中矩阵t是白化矩阵，是变换后的信号，是的相关矩阵，具有如下性质：
[0069][0070]
其中i是单位矩阵。
[0071]
假设x的协方差矩阵是c
x
，有
[0072]cx
＝xx
t
＝uλu
t
ꢀꢀꢀ
(6)
[0073]
其中
[0074]
λ＝diag[λ1,λ2,
…
,λm]
ꢀꢀꢀ
(7)
[0075]
其中x
t
是x的转置矩阵，u
t
是u的转置矩阵，λm是c
x
的特征值；u的每列都是c
x
的特征向量。
[0076]
因此白化矩阵w
p
为
[0077][0078]
令z为白化后的信号
[0079]
z＝w
pap
s＝w
pap
*s(t)
ꢀꢀꢀ
(9)
[0080]
假设m是n*n矩阵，z的四维累计量矩阵qz(m)定义为
[0081][0082]
其中k
ijkl
(z)是向量z中i，j，k，l四个分量的张量；
[0083]
根据公式(10)，设v＝w
p a
p
，有
[0084]
z＝vs
ꢀꢀꢀ
(11)
[0085]
由于源信号s和白化数据z的方差为1，s中的每个元素彼此独立，并且z中的每个元素彼此正交，因此v必须正交统一。
[0086]
利用nlpca算法对白化后的四阶累计量混合时域信号进行分离，获得分离后的时域信号。
[0087]
优选地，所述的卷积混合时域信号包含四阶累计量信号，对三阶及以下的信号利用ica算法进行分离，对四阶信号根据nlpca算法进行有效分解。
[0088]
步骤四：采用向量的四阶张量矩阵将分离后的时域信号进行fft分解，得到分离的频域信号；
[0089]
在实施例中，基于张量的independent component algorithm(ica)估计方法，对二阶累计张量进行推广，得到向量的四阶张量矩阵；
[0090]
采用向量的四阶张量矩阵将分离后的时域信号进行fft分解，得到频域内的各个分离信号，即分离的频域信号。
[0091]
将fft算法用于频域信号的分解，应用代数方法，对协方差矩阵进行推广，引入四阶张量矩阵，再对矩阵进行特征分解。
[0092]
其具体实现如下：
[0093]
傅里叶变换公式为：
[0094][0095]
其中zi(t)是时域信号，zi(t)’是变换后的频域信号。
[0096]
四阶累计量信号无需在短时间内平稳，只需在大范围内是非平稳即可，且只取一个四阶分离矩阵所得的结果往往不是太理想，可将多个四阶张量矩阵组成一组新四阶张量矩阵，使之能够对每个矩阵尽可能对角化，便于fft分解。
[0097]
步骤五：通过傅里叶反变换将分离的频谱信号变换为时域信号，确定传导emi噪声的干扰电流，获得配电回路的实际电流值。
[0098]
通过傅里叶反变换，将fft分解得到的各个相互独立的分离的频域信号重构为时域信号，确定传导emi噪声的干扰电流；
[0099]
根据数字式剩余电流互感器的显示值获得配电回路的实际电流值。
[0100]
其具体实现如下：
[0101]
z(t)＝fft-1
z(t)
ꢀꢀꢀ
(13)
[0102]
其中z(t)即为各个分量的时域信号。
[0103]
数字式剩余电流互感器测量配电回路的实际电流值为：
[0104]
i(t)＝i(t)-z(t)
ꢀꢀꢀ
(14)
[0105]
其中i(t)为配电回路的实际电流值，i(t)为数字式剩余电流互感器的显示值。
[0106]
本发明方法获得的干扰电流结果示例参见图5。
[0107]
本发明中，除非另有明确限定，如使用术语“第一”、“第二”或“第三”等，都是为了区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。本发明中，如使用术语“包括”、“具有”以及它们的变形，意图在于“包含但不限于”。
[0108]
以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。