一种校准量确定方法和芯片的电流采样电路与流程

1.本发明涉及半导体集成电路技术领域，具体涉及一种校准量确定方法和芯片的电流采样电路。


背景技术：

2.在任何一款成熟的电路产品中都需要高性能的电源管理系统，而高性能的电源管理系统离不开高精度的电流采样电路。在典型的电池管理系统中，需要实时监测输入端总线(bus)的电流或者电池端(bat)的充放电电流，并以此为参照调节系统参数以提高充放电性能，并提供相应的过流、限流、欠流和倒流等保护功能。电流采样的精度直接影响电源管理ic和后级系统的性能和安全。
3.如图1所示，现有的电流采样方案直接采用运放的虚短特性钳位工作在线性区的mn
sns
管和mn
power
管两端的v
ds
压降相等，使得流过mn
sns
管与流过mn
power
管的电流呈线性比例关系，流过mn
sns
管的检测电流i
sns
经过一个i-v转换电阻r
t
转换为v
sns
电压，从而有其中，i
power
代表流经mn
power
管的实际电流，k表示mn
sns
管与mn
power
管的导通阻抗的实际比值，v
os
表示钳位运放两端的等效输入失调电压，r
sns
代表mn
sns
管的直流导通阻抗，r
t
代表i-v转换电阻的实际阻值。经发明人研究发现，后续通过adc量化v
sns
电压并将量化数据读出至上位机，用软件对数据进行处理时，存在
[0004]4.其中，i
power_cal
代表经过检测得到的流过mn
power
管的电流，k0代表mn
sns
管与mn
power
管的导通阻抗的设计比值，r
t0
代表i-v转换电阻的设计阻值，代表r
t
相对r
t0
的相对偏差，代表k的相对k0的相对偏差，r
power
代表mn
power
管的直流导通阻抗。
[0005]
理想情况下i
power_cal
＝i
power
，但由于现有技术存在温度和工艺制造偏差的影响，导致运放输入端存在等效输入失调电压vos，且i-v转换电阻的实际制造值、mn
sns
管与mn
power
管的导通阻抗的相对设计值存在较大偏差，因此传统方案表征的电流检测精度较低。


技术实现要素：

[0006]
对此，本技术提供一种校准量确定方法和芯片的电流采样电路，以解决现有电流采样电路因i-v转换电阻的实际制造值、mn
sns
管与mn
power
管的导通阻抗的相对设计值存在较大偏差，电流采样精度低的问题。
[0007]
为实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：
[0008]
本发明第一方面公开了一种校准量确定方法，应用于芯片的电流采样电路，所述方法包括：
[0009]
分别获取所述电流采样电路的采样电压和辅助检测电路的辅助检测电压；所述辅助检测电路是基于所述电流采样电路构建，用于消除所述电流采样电路中i-v转换电阻存在的比例失调误差的；
[0010]
基于所述采样电压和所述辅助检测电压构造函数，确定出所述电流采样电路的比例失调校准量和直流失调校准量；其中，所述比例失调校准量用于校准所述i-v转换电阻存在的比例失调误差，所述直流失调校准量用于校准所述电流采样电路存在的直流失调误差。
[0011]
可选地，上述的校准量确定方法，分别获取所述电流采样电路的采样电压和辅助检测电压，包括：
[0012]
对所述电流采样电路中相应输出端口的电压进行采集，得到所述采样电压；
[0013]
对所述辅助检测电路输出的电压进行采集，得到所述辅助检测电压。
[0014]
可选地，上述的校准量确定方法，基于所述采样电压和所述辅助检测电压构造函数，确定出所述检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量，包括：
[0015]
基于所述采样电压和所述辅助检测电压，分别确定出所述采样电压的计算表达式和所述辅助检测电压的表达式；
[0016]
基于所述采样电压的计算表达式和所述辅助检测电压的计算表达式，构造出流经所述芯片中功率晶体管的电流函数表达式；
[0017]
对所述采样电压的计算表达式、所述辅助检测电压的计算表达式以及所述电流函数表达式进行处理，得到所述检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量。
[0018]
可选地，上述的校准量确定方法，对所述采样电压的计算表达式、所述辅助检测电压的计算表达式以及所述电流函数表达式进行处理，得到所述检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量，包括：
[0019]
将所述采样电压的计算表达式和所述辅助检测电压的计算表达式分别代入所述电流函数表达式，得到完整电流表达式；
[0020]
对所述完整电流表达式进行修调处理，得到修调完整电流表达式，并基于所述修调完整电流表达式确定出所述检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量。
[0021]
可选地，上述的校准量确定方法，所述采样电压的计算表达式为：其中，所述v
sns_adc
表示所述采样电压，m表示所述电流采样电路中调整电流单元的比例系数，i
power
表示流经所述功率晶体管的实际电流，k表示所述电流采样电路中电流检测晶体管和所述功率晶体管的导通阻抗的实际比值，v
os
表示钳位运放两端的等效输入失调电压，r
sns
表示电流检测晶体管的直流导通阻抗，r
t
表示i-v转换电阻的实际阻值；
[0022]
所述辅助检测电压的表达式为：v
ref_adc
＝i
ref_adc
·rref_adc
；其中，v
ref_adc
表示所述辅助检测电压，i
ref_adc
表示零温度系数基准电流，r
ref_adc
表示类型与所述i-v转换电阻相同电阻的阻值；
[0023]
所述电流函数表达式为：其中，i
power_adl
表示流经所述功率晶体管的检测电流，i
ref_adc0
表示i
ref_adc
的设计值，r
ref_adc0
表示r
ref_adc
的设计值，r
t0
表示r
t
的设计值，k0表示k的设计值，mo表示m的设计值。
[0024]
可选地，上述的校准量确定方法，所述完整函数表达式为：
[0025][0026]
所述修调完整函数表达式为：
[0027]
其中，表示所述比例失调校准量，i
os_trim
表示所述直流失调校准量。
[0028]
本发明第二方面公开了一种芯片的电流采样电路，包括：第一电流采样电路、第一电流调整单元及第一i-v转换电阻；
[0029]
其中，所述第一电流采样电路用于采样由第一方向流经所述芯片中相应功率晶体管的第一方向电流；
[0030]
所述第一电流调整单元用于对所述第一方向电流进行调整；所述第一电流调整单元中的直流失调校准量是由所述第一方面公开的任一项所述的校准量确定方法，以第一方向电压作为采样电压确定的；
[0031]
所述第一i-v转换电阻用于将所述第一方向电流转换为第一方向电压；所述第一i-v转换电阻中的比例失调校准量是由所述第一方面公开的任一项所述的校准量确定方法，以第一方向电压作为所述采样电压确定的。
[0032]
可选地，上述的芯片的电流采样电路，还包括：第二电流采样电路、第二电流调整单元及第二i-v转换电阻；
[0033]
其中，所述第二电流采样电路用于采样由第二方向流经所述芯片中相应功率晶体管的第二方向电流；所述第一方向和所述第二方向为不同方向；
[0034]
所述第二电流调整单元用于对所述第二方向电流进行调整；所述第二电流调整单元中的直流失调校校准量与所述第一电流调整单元相同；
[0035]
所述第二i-v转换电阻用于将所述第二向电流转换为第二方向电压；所述第二i-v转换电阻中的比例失调校准量与所述第一i-v转换电阻相同。
[0036]
可选地，上述的芯片的电流采样电路，还包括：选择器；其中，所述选择器用于选择输出所述第一方向电压或者所述第二方向电压。
[0037]
可选地，上述的芯片的电流采样电路，所述第一电流调整单元和所述第二电流调整单元均为两级调整型共源共栅电流镜。
[0038]
可选地，上述的芯片的电流采样电路，还包括：滤波缓冲处理单元，用于对所述第一方向电压进行滤波缓冲处理。
[0039]
可选地，上述的芯片的电流采样电路，所述第一电流采用电路，包括：第一nmos管、第一pmos管及第一运算放大器；
[0040]
其中，所述第一nmos管的第二端与所述芯片的电源输入端相连，所述第一nmos管的第一端分别与所述第一pmos管的第一端和所述第一运算放大器的反相输入端相连；
[0041]
所述第一运算放大器的同相输入端与所述芯片的中间功率节点相连；所述第一运算放大器的输出端与所述第一pmos管的控制端相连，所述第一pmos管的第二端作为所述第一电流采样电路的输出端，输出所述第一方向电流。
[0042]
可选地，上述的芯片的电流采样电路，所述第二电流采样电路，包括：第二nmos管、第二pmos管及第二运算放大器；
[0043]
其中，所述第二nmos管的第二端与所述芯片的中间功率节点相连，所述第二nmos管的第一端分别与所述第二pmos管的第一端和所述第二运算放大器的反相输入端相连；
[0044]
所述第二运算放大器的同相输入端与所述芯片的电源输入端相连；所述第二运算放大器的输出端与所述第二pmos管的控制端相连，所述第二pmos管的第二端作为所述第二电流采样电路的输出端，输出所述第二方向电流。
[0045]
本发明提供的校准量确定方法，应用于芯片的电流采样电路，包括：分别获取电流采样电路的采样电压和辅助检测电路的辅助检测电压；辅助检测电路是基于电流采样电路构建，用于消除电流采样电路中i-v转换电阻存在的比例失调误差的；基于采样电压和辅助检测电压构造函数，确定出电流采样电路的比例失调校准量和直流失调校准量；其中，比例失调校准量用于校准i-v转换电阻存在的比例失调误差，直流失调校准量用于校准电流采样电路存在的直流失调误差；也即，本技术提供的校准量确定方法可以通过构造函数确定出消除芯片的电流采样电路中i-v转换电阻存在的比例失调误差所需的比例失调校准量，以及消除芯片的电流采样电路中存在的直流失调误差所需的直流失调校准量，提高了芯片的电流采样电路的精度，避免了现有电流采样电路因i-v转换电阻的实际制造值、mn
sns
管与mn
power
管的导通阻抗的相对设计值存在较大偏差，电流采样精度低的问题。
附图说明
[0046]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
[0047]
图1为本技术实施例提供的一种现有的电流采样电路的结构示意图；
[0048]
图2为本技术实施例提供的一种校准量确定方法的流程图；
[0049]
图3为本技术实施例提供的一种辅助检测电路的结构示意图；
[0050]
图4为本技术实施例提供的芯片的电流采样电路的结构示意图；
[0051]
图5和图6为本技术实施例提供的两种分别确定比例失调校准量和直流失调校准量的流程图；
[0052]
图7为本技术实施例提供的一种芯片的电流采样电路的结构示意图；
[0053]
图8为本技术实施例提供的另一种芯片的电流采样电路的结构示意图；
[0054]
图9为本技术实施例提供的采样电流校准直线和采样电流真实直线对比图。
具体实施方式
[0055]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0056]
本技术实施例提供了一种校准量确定方法，以解决现有电流采样电路因i-v转换电阻的实际制造值、mn
sns
管与mn
power
管的导通阻抗的相对设计值存在较大偏差，电流采样精度低的问题。
[0057]
请参见图2和图3，该校准量确定方法应用于芯片的电流采样电路，该校准量确定方法可以包括以下步骤：
[0058]
s100、分别获取电流采样电路的采样电压和辅助检测电路的辅助检测电压。
[0059]
其中，辅助检测电路是基于电流采样电路构建，用于消除电流采样电路中i-v转换电阻存在的比例失调误差的电路。
[0060]
实际应用中，结合图3，该辅助检测电路可以包括：第三pmos管mp1、第四pmos管mp2、第四运算放大器op4、第三nmos管mn1、第一电阻r
ntc
、第二电阻r
ptc
以及第三电阻r
ref_adc
。其中，第三pmos管mp1的第一端和第四pmos管mp2的第一端相连，接收供电电压；第三pmos管mp1的控制端分别与第四pmos管mp2的控制端、第三pmos管mp1的第二端以及第三nmos管mn1的第二端相连；第三nmos管mn1的控制端与第四运算放大器op4的输出端相连；第四运算放大器op4的同相输入端接收基准电压v
refop5
，第四运算放大器op4的反相输入端分别与第三nmos管mn1的第一端和第一电阻r
ntc
的一端相连；第一电阻r
ntc
的另一端通过第二电阻r
ptc
接地；第四pmos管mp2的第二端与第三电阻r
ref_adc
的一端相连，连接点作为辅助检测电路的输出端，输出辅助检测电压；第三电阻r
ref_adc
的另一端接地。
[0061]
需要说明的是，第三电阻r
ref_adc
的类型与芯片的电流检测芯片中i-v转换电阻相同，例如，两者可以同时为多晶硅电阻；当然，还可以视具体应用环境和用户需求自定义电阻类型，本技术对其不作具体限定，均属于本技术的保护范围。
[0062]
实际应用中，为了保证芯片的电路检测电路在全温度范围内的电流检测的高精度，一般需保证流经芯片中功率晶体管的检测电流i
power_adl
为零温度系数基准电流，为了满足此条件，一般通过将一个零温度系数的基准电压加载进行温度补偿后的第一电阻r
ntc
和第二电阻r
ptc
上产生。
[0063]
实际应用中，可以通过对电流采样电路中相应输出端口的电压进行采集，得到采样电压。具体的，结合图4，该采样电压可以是图中的v
sns1
或者v
sns_adc
。可以通过对辅助检测电路输出的电压进行采集，得到辅助检测电压。具体的，结合图3，该辅助检测电压可以是图中的v
ref_adc
。
[0064]
s102、基于采样电压和辅助检测电压构造函数，确定出检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量。
[0065]
其中，比例失调校准量用于校准i-v转换电阻存在的比例失调误差，直流失调校准量用于校准电流采样电路存在的直流失调误差。
[0066]
实际应用中，步骤s102、基于采样电压和辅助检测电压构造函数，确定出检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量的具体执行过程可如图5所示，主要包括如下步骤：
[0067]
s200、基于采样电压和辅助检测电压，分别确定出采样电压的计算表达式和辅助检测电压的表达式。
[0068]
实际应用中，结合图4，该采样电压的计算表达式可以为：其中，v
sns_adc
表示所述采样电压，m表示电流采样电路中调整电流单元的比例系数，i
power
表示流经功率晶体管的实际电流，k表示电流采样电路中电流检测晶体管和功率晶体管的导通阻抗的实际比值，v
os
表示钳位运放两端的等效输入失调电压，r
sns
表示电流检测晶体管的直流导通阻抗，r
t
表示i-v转换电阻的实际阻值。
[0069]
实际应用中，结合图3，该辅助检测电压的表达式可以为：v
ref_adc
＝i
ref_adc
·rref_adc
。其中，v
ref_adc
表示辅助检测电压，i
ref_adc
表示零温度系数基准电流，r
ref_adc
表示类型与i-v转换电阻相同电阻的阻值。
[0070]
s202、基于采样电压的计算表达式和辅助检测电压的计算表达式，构造出流经芯片中功率晶体管的电流函数表达式。
[0071]
其中，可以利用adc对采样电压和辅助检测电压进行量化，得到采样电压的数值和辅助检测电压的数值，然后利用采样电压的计算表达式和辅助检测电压的计算表达式通过软件构造的方式，得到流经芯片中功率晶体管的电流函数表达式。
[0072]
具体的，电流函数表达式可以为：
[0073]
其中，i
power_adl
表示流经功率晶体管的检测电流，i
ref_adc0
表示i
ref_adc
的设计值，r
ref_adc0
表示r
ref_adc
的设计值，r
t0
表示r
t
的设计值，k0表示k的设计值，mo表示m的设计值。
[0074]
s204、对采样电压的计算表达式、辅助检测电压的计算表达式以及电流函数表达式进行处理，得到检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量。
[0075]
实际应用中，执行步骤s204、对采样电压的计算表达式、辅助检测电压的计算表达式以及电流函数表达式进行处理，得到检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量的具体过程可如图6所示，主要包括如下步骤：
[0076]
s300、将采样电压的计算表达式和辅助检测电压的计算表达式分别代入电流函数表达式，得到完整电流表达式。
[0077]
其中，完整函数表达式可以为：
[0078][0079]
需要说明的是，在完整函数表达式中，采用同种类型的电阻，其比例矢配很小，3-sigma误差约为0.1％，因此可以近似认为因此消除了传统电流采样方案中i
power_adl
前面的项。由于在电流采样电路中采用了电流镜同时加大电流镜
晶体管的面积，m的矢配很小，3-sigma误差约为0.1％，因此可以认为并且，为了保证全温度范围内电流采样的高精度，一般需保证流经芯片中功率晶体管的检测电流i
power_adl
为零温度系数基准电流，为了满足此条件，还将一个零温度系数的基准电压加载在辅助检测电路中进行温度补偿后的第一电阻r
ntc
和第二电阻r
ptc
上产生。
[0080]
s302、对完整电流表达式进行修调处理，得到修调完整电流表达式，并基于修调完整电流表达式确定出检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量。
[0081]
其中，修调完整函数表达式可以为：
[0082]
其中，表示比例失调校准量，i
os_trim
表示直流失调校准量。
[0083]
需要说明的是，该比例失调校准量是为了修调i-v转换电阻因工艺制造误差和温漂误差，以将i-v转换电阻的工艺制造误差和温漂误差一并消除，从而提高芯片的电流采样电路的采样精度。
[0084]
基于上述原理，本实施例提供的校准量确定方法，应用于芯片的电流采样电路，包括：分别获取电流采样电路的检测电压和辅助检测电路的辅助检测电压；辅助检测电路是基于电流采样电路构建，用于消除电流采样电路中i-v转换电阻存在的比例失调误差的；基于检测电压和辅助检测电压构造函数，确定出检测电路的比例失调校准量和直流失调校准量；其中，比例失调校准量用于校准i-v转换电阻存在的比例失调误差，直流失调校准量用于校准电流采样电路存在的直流失调误差；也即，本技术提供的校准量确定方法可以通过构造函数确定出消除芯片的电流采样电路中i-v转换电阻存在的比例失调误差所需的比例失调校准量，以及消除芯片的电流采样电路中存在的直流失调误差所需的直流失调校准量，提高了芯片的电流采样电路的精度，避免了现有电流采样电路因i-v转换电阻的实际制造值、mn
sns
管与mn
power
管的导通阻抗的相对设计值存在较大偏差，电流采样精度低的问题。
[0085]
基于上述提供的校准量确定方法，本技术另一实施例还提供了一种芯片的电流采样电路，请参见图7，该电流采样电路主要包括：第一电流采样电路101、第一电流调整单元102及第一i-v转换电阻r
t1
。
[0086]
其中，第一电流采样电路101用于采样由第一方向流经芯片中相应功率晶体管的第一方向电流。
[0087]
实际应用中，如图7所示，该第一电流采样电路101可以包括：第一nmos管mn
sns1
、第一pmos管mp
reg1
及第一运算放大器hv_op1。其中，第一nmos管mn
sns1
的第二端与芯片的电源输入端(图中的bus)相连，第一nmos管mn
sns1
的第一端分别与第一pmos管mp
reg1
的第一端和第一运算放大器hv_op1的反相输入端相连；第一运算放大器hv_op1的同相输入端与芯片的中间功率节点(图中的pmid)相连；第一运算放大器hv_op1的输出端与第一pmos管mp
reg1
的控制端相连，第一pmos管mp
reg1
的第二端作为第一电流采样电路101的输出端，输出第一方向电流i
sns1_ini
。
[0088]
需要说明的是，本实施例中的第一端表示源极，也即图8中带有箭头的一端；第二端表示漏极，也即图中不带有箭头的一端；控制端表示栅极。
[0089]
第一电流调整单元102用于对第一方向电流进行调整。第一电流调整单元102中的直流失调校准量是由上述任一实施例提供的所述校准量确定方法，以第一方向电压作为检测电压确定的。
[0090]
实际应用中，如图7所示，该第一电流调整单元102可以是两级调整型共源共栅电流镜。其中，第一电流调整单元102的第一级调整型共源共栅电流镜的比例系数可以是1：m1，第一电流调整单元102的第二级调整型共源共栅电流镜的比例系数可以是1：m2。其中，m＝m1·
m2。
[0091]
需要说明的是，根据直流失调校准量调整两级调整型共源共栅电流镜之间的比例，就能够消除电流采样电路中因第一电流调整单元102带来的直流矢量误差。其中，第一电流调整单元102中两级调整型共源共栅电流镜一般通过控制两者之间的电流源(图7中位于两者之间的电流源)打开和关闭，对电流采样电路的固定失调电流(高压钳位运放输入端的v
os
)进行修调校准。
[0092]
第一i-v转换电阻r
t1
用于将第一方向电流转换为第一方向电压。第一i-v转换电阻r
t1
中的比例失调校准量是由上述任一实施例提供的所述校准量确定方法，以第一方向电压作为检测电压确定的。
[0093]
实际应用中，如图7所示，第一i-v转换电阻r
t1
的一端与第二级调整型共源共栅电流镜的输出端相连，连接点作为输出端，输出第一方向电压v
sns1
。第一i-v转换电阻r
t1
的另一端接地。
[0094]
需要说明的是，可以将第一方向电压v
sns1
直接传输给后级adc进行量化，得到芯片的电流检测值。但在正常情况下，芯片中待采样的电流不是恒定幅度的dc电流波形，而是带有一定纹波类似与正弦波的电流波形，因此，为了消除纹波对电流检测值的影响，如图7所示，可以设置滤波缓冲处理单元301，用于对第一方向电压进行滤波缓冲处理。其中，滤波缓冲处理单元301可以包括低通滤波器lpf_1和缓冲器401，低通滤波器lpf_1的输入端接收第一方向电压，低通滤波器lpf_1的输出端与缓冲器401的正相输入端相连，缓冲器401的反相输入端与其输出端相连，缓冲器401的输出端作为滤波缓冲处理单元301的输出端。
[0095]
还需要说明的是，经过滤波缓冲处理单元301中的低通滤波器可以消除纹波信息，保留待采样电流的平均信息作为后续进入adc量化的输入电流。并且，缓冲能够用于隔离第一方向电压和后级开关，当后级开关打开后，第一方向电压送往adc进行数字化处理。
[0096]
在实际应用中，除了将经过滤波缓冲处理单元301处理的第一方向电压送入adc量化，还可以将未经过任何处理的第一方向电压(也即图7中的信号v
snsfwdnf
)送入后续的峰值过流保护模块，在第一方向电压的峰值电流大于阈值时，触发峰值过流保护模块实现对第一方向电压的过流保护；此外，还可以将经过低通滤波器lpf2处理的第一方向电流(也即图8中的信号v
snsfwd
)送入后续相应的处理模块，以利用第一方向电流的平均值信息执行相应的处理。
[0097]
需要说明的是，设置了缓冲器进行隔离之后，还可以避免在开关打开瞬间引入电压纹波，避免了峰值过流保护的误触发。
[0098]
基于上述，通过本实施例提供的芯片的电流采样电路得到的第一方向电压，由于
在第一电流调整单元中引入了直流失调校准量对电流采样电路的直流失调误差进行了校准，在第一i-v转换电阻引入了比例矢量校准量对电流采样电路的比例失调误差进行了校准，能够使得电流采样电路所得的电流采样值精度更高。
[0099]
可选地，在本技术提供的另一实施例中，同样参见图7，该芯片的电流采样电路，还包括：第二电流采样电路201、第二电流调整单元202及第二i-v转换电阻r
t2
。
[0100]
其中，第二电流采样电路201用于采样由第二方向流经芯片中相应功率晶体管的第二方向电流。第一方向和第二方向为不同方向。
[0101]
实际应用中，第一方向可以是正向，第二方向可以是反向；换言之，正向可以是图7中由bus节点往pimd节点的方向，反向可以是图7中pimd节点往bus节点的方向。
[0102]
实际应用中，同样如图7所示，第二电流采样电路201，包括：第二nmos管mn
sns2
、第二pmos管mp
reg2
及第二运算放大器hv_op2。
[0103]
其中，第二nmos管mn
sns2
的第二端与芯片的中间功率节点(图中的pimd)相连，第二nmos管mn
sns2
的第一端分别与第二pmos管mp
reg2
的第一端和第二运算放大器hv_op2的反相输入端相连。
[0104]
第二运算放大器hv_op2的同相输入端与芯片的电源输入端(图中的bus)相连；第二运算放大器hv_op2的输出端与第二pmos管mp
reg2
的控制端相连，第二pmos管mp
reg2
的第二端作为第二电流采样电路201的输出端，输出第二方向电流i
sns2_ini
。
[0105]
需要说明的是，本实施例中的第一端表示源极，也即图中带有箭头的一端；第二端表示漏极，也即图7中不带有箭头的一端；控制端表示栅极。
[0106]
第二电流调整单元202用于对第二方向电流进行调整；第二电流调整单元202中的直流失调校校准量与第一电流调整单元102相同。
[0107]
实际应用中，如图7所示，该第二电流调整单元202结构与第一电流调整单元102结构相同，同样为两级调整型共源共栅电流镜。其中，第二电流调整单元202中的第一级调整型共源共栅电流镜的比例系数可以是1：m1，第二电流调整单元202中的第二级调整型共源共栅电流镜的比例系数可以是1：m2。其中，m＝m1
·
m2。
[0108]
需要说明的是，根据直流失调校准量调整两级调整型共源共栅电流镜之间的比例，就能够消除电流采样电路中因第二电流调整单元202带来的直流矢量误差。其中，第二电流调整单元202中两级调整型共源共栅电流镜一般通过控制两者之间的电流源(图7中位于两者之间的电流源)打开和关闭，对电流采样电路的固定失调电流(高压钳位运放输入端的v
os
)进行修调校准。
[0109]
第二i-v转换电阻r
t2
用于将第二向电流转换为第二方向电压。一般情况下，若第一电流调整单元102中各器件的参数与第二电流调整单元202中各器件的参数相同，则第二i-v转换电阻r
t2
中的比例失调校准量与第一i-v转换电阻r
t1
相同。反之，两者的比例失调校准量也可以不同，视具体应用环境和用户需求确定即可，均属于本技术的保护范围。
[0110]
实际应用中，如图7所示，第二i-v转换电阻r
t2
的一端与第二电流调整单元202中的第二级调整型共源共栅电流镜的输出端相连，连接点作为输出端，输出第一方向电压v
sns2
。第二i-v转换电阻r
t2
的另一端接地。
[0111]
需要说明的是，可以将第二方向电压直接传输给后级adc进行量化，得到芯片的电流检测值。
[0112]
还需要说明的是，在芯片的电流采样电路中设置了双向电流检测之后，同样如图7所示，还可以在电流采样电路中设置选择器css，用于选择输出第一方向电压或者第二方向电压。
[0113]
结合图7，该选择器css可以设置在第一方向电压和第二方向电压的输出端。实际应用中，可以通过数字控制信号控制选择器工作于不同模式，以输出不同工作模式下相应的检测电流。图7中选择器css接收的fwd_mode/rvs_mode代表不同的数字控制信号名，表征sc cahrger工作在不同的模式。
[0114]
在本实施例提供的芯片的电流采样电路中，还额外增设了相反方向的电流采样回路，相较于传统方案仅能采样单侧电流，本技术不仅能够采样双向电流，还能对芯片提供倒流保护，满足高性能电源管理应用的需求。
[0115]
基于上述实施例提供的校准量确定方法和芯片的电流采样电路，针对上述实施例内容提供对应的实施例，为方便理解，假设应用于sc(switched-capacitor，开关电容)charger电源管理ic中，结合图8，本发明具体有以下实施过程：
[0116]
在sc charger电源管理ic中，输入电流i
power
从usb节点通过一个ovp_fet传输至bus节点，在通过防倒流的nmos晶体管mn
power
传输至pmid节点，最后由sc 4x1模块进行功率变换，从vout节点输出电流i
out
传递给负载。
[0117]
在典型的工作模式下，bus和pmid节点均为高压，通过负反馈运放hv_op的环路调节，钳位工作在线性区的power管mn
power
和sns管mn
sns
两端vds压降近似相等，使得流过sns管mn
sns
的电流i
sns
与流过power管mn
power
的电流i
power
成线性比例关系，i
sns
经过一个两级regulated-cm后流经i-v转换电阻rt转换为v
sns
电压，v
sns
电压经由低通滤波器lpf和buffer缓冲后得到用于给后级adc量化的v
sns_adc
，下标后缀1和2在分别代表两个相反的电流采样方向，忽略修调项和影响较小的v
os_buffer
后得到的v
sns_adc
表达式与式(1)类似：
[0118][0119]
式(3)中，m＝m1·
m2代表两级regulated-cm的电流镜像比例系数，其余项含义则与式(1)中一致。
[0120]
与图1中的传统方案不同的是，在检测v
sns_adc
的同时额外增加一路检测信号v
ref_adc
，其表达式如式(4)：
[0121]vref_adc
＝i
ref_adc
·rref_adc
——(4)
[0122]
利用adc量化得到v
ref_adc
和v
sns_adc
的数值，并利用式(3)和式(4)通过软件构造i
power_cal
的函数表达式：
[0123][0124]
式(5)中，i
ref_adc0
、r
ref_adc0
、r
t0
、k0和m0分别代表i
ref_adc
、r
ref_adc
、r
t
、k和m的设计值，将式(3)和式(4)代入式(5)，得到ipower_cal的完整函数表达式为：
[0125][0126]
式(6)中，采用同种类型的电阻，其比例失配很小，3-sigma误差约0.1％，因此可近似认为因此消除了消除传统电流采样方案中i
power_cal
前的项；由于采用regulated-cm同时加大电流镜晶体管的面积，m的失配很小，3-sigma误差约0.1％，因此可近似认为为保证在全温度范围内电流采样的高精度，需保证i
power_cal
为零温度系数基准电流，这通过将一个零温度系数的基准电压加在进行温度补偿后的r
ntc
和r
ptc
上产生；从而最终包含修调项的表达式如下：
[0127][0128]
式(7)中，代表修调rt引入的比例失调校准量；i
os_trim
则代表第一级regulated-cm输出节点处电流源型dac引入的直流失调校准量。
[0129]
因此，通过两点法修调i
power
的过程分为三步骤，首先修调v
ref0p5
使得然后利用i
os_trim
修调项；最后利用rt修调项；修调后即可使得i
power_cal
≈i
power
，电流采样精度得以保证。
[0130]
基于上述，可以通过构造函数，消除传统电流检测方案中i
power_cal
中的进而仅通过r
t
修调使得i
power_cal
的精度提高，修调范围降低，且对r
t
的温度系数无要求，修调网络设计更简单；并且，还可同时实现正向和反向电流采样，无需模式选择，提供实时防倒流保护。
[0131]
需要说明的是，上述实例仅为本技术示出一种具体实施方式，实际应用中，任何直接或间接检测出r
t
的矢配项的方法均可用来实现函数构造，均能达到类似目的，只是所耗费的修调时间和成本不一，均属于本技术的保护范围。
[0132]
还需要说明的是，实际应用中也可以通过模式选择实现芯片的电流采样电路的双向电流采样，但是无法实现实时采样和提供倒流保护。
[0133]
此外，通过改变流入i-v转换电阻r
t
的电流i
sns
大小，能够实现对的校准，而
通过同步改变i-v转换电阻r
t
的阻值可以实现比例变化，消除最终使得采样电路所得的采样电流为图9中过零点斜率为1的直线，也即直线target。图9中的直线real表示真实的采样电路。
[0134]
需要说明的是，图8中的ovp_fet(over-voltage-protection field effect transistor)表示外置于sc charger芯片外的一个背靠背的nmos管，用于放置bus节点电压过压。图8中的nm
start
为启动阶段使用的缓启管。由于，本发明应用的sc charger芯片包含6种工作模式，其中3种正向充电模式，3种反向充电模式，当工作在反向充电模式时，v
pmid
先出现高压，此时若直接打开大尺寸的mn
power
，则会由于v
pmid-v
bus
压差过大，会产生很大的瞬态电流，会对v
bus
端口和mn
power
管造成很大的电应力损伤，导致芯片可靠性风险，因此在charger芯片反向模式启动初期，用小尺寸的mn
start
缓慢对v
bus
节点充电，待到v
pmid-v
bus
压差小于一定范围之后，在切换至mn
power
打开，提升芯片可靠性。图8中的chargerpump用于将mn
power
的栅极电压抬升到v
bus
+5v，使得mn
power
工作在低导通阻抗的线性电阻区。图8中的sc4
×
1表示功率变换模块名，类似与变压器，能实现输入输出电压4:1变换。
[0135]
基于上述，本发明提供的芯片的电流检测建立可以实现片内全集高精度电流检测，且其检测精度与温度和i-v转换电阻工艺制造偏差近似无关；并且，能够有效校准电流环节引入了直流失调误差和比例失调误差，同时保证电流检测绝对值和保护电路阈值点的精度。
[0136]
需要说明的是，本技术提及的sns管表示电流检测晶体管，power管表示功率晶体管。
[0137]
本说明书中的各个实施例中记载的特征可以相互替换或者组合，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
[0138]
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
[0139]
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
[0140]
还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。