量子电容测量系统及测量方法

1.本发明涉及测量技术，具体涉及量子电容测量系统及测量方法。


背景技术：

2.极小电容是指小于1pf的电容，对其的测量技术具有极其重要的意义，特别是对新兴低维量子材料中量子电容的测量。通过对材料量子电容的测量,可以精确地得到其态密度，也就是量子压缩率相关信息，对分析材料的能带结构等有直接意义。
3.在纳米电子学、量子计算、量子通信中,当器件的尺寸不断缩减,量子电容对器件性能的影响会越来越大，亟需对量子电容作精准测量和研究。
4.传统量子输运测量侧重于测量样品在低温强磁场等极端环境下的电阻的变化，这种测量方法只适用于导体、半金属和窄带隙半导体，对于量子科技领域前沿的大量奇异量子态，特别是会形成绝缘体的量子态，电阻测量的方法无法对其有效表征，而绝缘态正是精密电容测量的适用领域。
5.传统的电容测量仪器不能直接测量低温设备中的待测样品电容，因为从低温端到室温的测量仪器连接线有数米长，这部分连接线大约有200pf的寄生电容存在，远大于待测电容，所以传统的电容测量仪器不适用于处在低温环境中的样品测量。
6.目前，对低温下的极小电容测量的主要方法是交流电桥法，通过调平电桥，得到待测电容与已知参考电容的比值，从而计算出待测电容的数值。这个方法在变温或变磁场、变待测材料的载流子浓度等过程中并不适用，因为调平电桥找到电桥平衡点的过程需要较长时间，测量速度不能跟上温度、磁场、载流子浓度等条件的变化速度。根据以上需要解决的问题，在原有基础上创新发明出一种更为快速准确的测量系统及方法尤为重要。


技术实现要素：

7.有鉴于此，本技术旨在提供量子电容测量系统及测量方法，以解决背景技术中存在的精度低、测量速度无法适应环境变化速率等问题。
8.本技术提供量子电容测量系统包括：
9.复合电桥电路，电性连接于待测量子电容，用于承载所述待测量子电容；
10.对接电路，与所述复合电桥电路电性连接，将交流电输入所述复合电桥电路并将激励信号耦合至所述复合电桥电路；
11.模拟锁相放大器，与所述复合电桥电路电性连接，能够测量阻值并转换为输出信号；
12.反馈控制器，分别与所述模拟锁相放大器及所述复合电桥电路电性连接，能够接收和比对信号，并输出信号。
13.在系统中引入反馈控制器，其响应速度得到了显著提升。
14.可选地，根据本技术的实施方式，所述复合电桥电路包括：电阻臂、电容臂、低频电压测量正端、低频电压测量负端、输出端；
15.可选地，根据本技术的实施方式，所述电阻臂与所述电容臂并联；
16.可选地，根据本技术的实施方式，所述电阻臂包括：标准电阻、配平电阻；
17.可选地，根据本技术的实施方式，所述电容臂包括：标准电容、所述待测量子电容；
18.可选地，根据本技术的实施方式，所述配平电阻与所述标准电阻串联；
19.可选地，根据本技术的实施方式，所述标准电容与所述待测量子电容串联；
20.可选地，根据本技术的实施方式，所述复合电桥电路能够在300k-1.5k的环境中工作。
21.可选地，根据本技术的实施方式，所述对接电路包括：激励耦合变压器、隔离电容；
22.可选地，根据本技术的实施方式，所述复合电桥电路具有射频输入正端及射频输入负端；
23.可选地，根据本技术的实施方式，所述激励耦合变压器具有四个端口：第一端口连接外部信号源，第二端口接地，第三端口连接所述复合电桥电路的所述射频输入正端，第四端口连接所述复合电桥电路的所述射频输入负端；
24.可选地，根据本技术的实施方式，所述隔离电容串联在激励耦合变压器的第三端口与所述射频输入正端之间或串联在激励耦合变压器的第四端口与所述射频输入负端之间。
25.可选地，根据本技术的实施方式，所述模拟锁相放大器包括：参考信号输入端、输入端、输出端；
26.可选地，根据本技术的实施方式，所述参考信号输入端能够接收参考信号；
27.可选地，根据本技术的实施方式，所述输入端能够接收所述复合电桥电路的输出信号；
28.可选地，根据本技术的实施方式，所述输出端能够输出经所述模拟锁相放大器处理后的信号。
29.可选地，根据本技术的实施方式，所述反馈控制器包括：设定端、信号输入端、电压输出端；
30.可选地，根据本技术的实施方式，所述设定端能够接收设定电压；
31.可选地，根据本技术的实施方式，所述信号输入端能够接收所述模拟锁相放大器输出的信号；
32.可选地，根据本技术的实施方式，所述电压输出端能够输出经所述反馈控制器处理后的电压信号。
33.可选地，根据本技术的实施方式，所述反馈控制器为pid反馈控制器。
34.本技术还提供所述量子电容测量系统的阻值扫描测量方法，包括步骤：
35.所述系统外的信号源生成激励信号输入至所述对接电路，并耦合至所述复合电桥电路中；
36.所述系统外的第一台低频锁相放大器和第二台低频锁相放大器分别与所述对接电路相连，并输入交流电流；
37.所述交流电流分别经过所述复合电桥电路后，分别测量差分电压；
38.所述第一台低频锁相放大器连接所述低频模拟锁相放大器，所述低频模拟锁相放大器锁相测量选择a-b模式，显示为r-θ；
39.所述反馈控制系器连接所述系统外的直流稳压电源；
40.调整所述反馈控制系器的输出端电压，使其输入端信号等于设定端信号；
41.所述复合电桥电路通过所述对接电路将信号传输至所述系统外的信号处理仪器；
42.扫描所述直流稳压电源的输出电压，当所述信号处理仪器读数为最小值，计算所述待测量子电容的电容值。
43.可选地，根据本技术的实施方式，所述反馈控制器为pid反馈控制器。
44.上述方法能显著提升测量的精确度。
45.本技术还提供所述量子电容测量系统的自平衡测量方法，包括步骤：
46.所述系统外的信号源生成激励信号输入至所述对接电路，并耦合至所述复合电桥电路中；
47.所述系统外的第一台低频锁相放大器和第二台低频锁相放大器分别与所述对接电路相连，并输入交流电流；
48.所述交流电流分别经过所述复合电桥电路后，分别测量差分电压；
49.所述复合电桥电路的输出电压信号通过所述对接电路传输至所述系统外的信号处理仪器；其中，由测量系统外的第三台低频锁相放大器读取差频信号的幅值|vdf|以及其与信号源输出的参考信号之间的相位差θ；
50.所述差频信号接入所述低频模拟锁相放大器，所述信号源接入所述低频模拟锁相放大器，所述低频模拟锁相放大器工作在x-y模式，设置所述反馈控制系器的设定电压为0；
51.调节所述低频模拟锁相放大器的初始相位，使得其测定差频信号的幅值|vdf|和相位差θ与测量系统外的第三台低频锁相放大器测量结果一致；
52.改变所述反馈控制系器控制器的输出端电压，使得其输入端信号等于0；
53.改变所述复合电桥电路外温度或磁场或栅压或其自身载流子浓度，得到所述待测量子电容随所述温度或所述磁场或所述栅压或所述其自身载流子浓度变化的变换关系。
54.可选地，根据本技术的实施方式，所述反馈控制器为pid反馈控制器。
55.上述方法能显著提升该系统的抗干扰能力、以及随外界条件变化的测量响应速度。
附图说明
56.这里，构成本技术一部分的附图用来提供对本技术的进一步理解。本技术的示意性实施例及其说明用于解释本技术并不构成对本技术的不当限定。附图中：
57.图1为本发明第一实施例的可变电阻阻值扫描模式电路图。
58.图2为本发明第一实施例的贴片电容标定曲线图。
59.图3为本发明第二实施例的自平衡反馈模式电路图。
60.图4为本发明第二实施例的电容测量结果图。
61.图5为本发明第二实施例的电容随磁场变化关系图。
62.附图标记：
63.1、复合电桥电路；
64.11、射频输入正端；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀrref
、标准电阻；
65.12、射频输入负端；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀrhemt
、配平电阻；
66.13、电阻臂；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀcdut
、待测电容；
67.14、电容臂；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀcref
、标准电容；
68.15、输出端；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
rg、控制端限流电阻；
[0069]v+
低频电压测量正端；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
v-低频电压测量负端；
[0070]
r3、第三限流电阻；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
r4、第四限流电阻；
[0071]
2、对接电路；
[0072]
21、第一低频电流输入端；
ꢀꢀꢀꢀ
t
in
、激励耦合变压器；
[0073]
22、第二低频电流输入端；
ꢀꢀꢀꢀcin
、隔离电容；
[0074]
r1、第一限流电阻；
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
r2、第二限流电阻；
[0075]
3、模拟锁相放大器；
[0076]
30、参考信号输入端；
[0077]
31、输入端；
[0078]
32、输出端；
[0079]
4、反馈控制系统；
[0080]
40、设定端；
[0081]
41、信号输入端；
[0082]
42、电压输出端。
具体实施方式
[0083]
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式进行更加详细的说明，以便能够更好地理解本发明的方案以及各个方面的优点。然而，以下描述的具体实施方式和实施例仅是说明的目的，而不是对本发明的限制。
[0084]
在下文中，仅简单地描述了某些示例性实施例。正如本领域技术人员可认识到的那样，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可通过各种不同方式修改所描述的实施例。因此，附图和描述被认为本质上是示例性的而非限制性的。
[0085]
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的部件或结构必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
[0086]
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“连接”等应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
[0087]
下文的申请提供了许多不同的实施方式或例子用来实现本发明的不同结构。为了简化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例，并且目的不在于限制本发明。
[0088]
下面结合图例来具体说明本发明的极小电容测量系统和测量方法。
[0089]
第一实施例
[0090]
图1为本发明第一实施例的可变电阻阻值扫描模式电路图。
[0091]
如图1所示，根据本技术示例实施例，提供了一种极小电容测量系统包括：
[0092]
复合电桥电路1、对接电路2、模拟锁相放大器3、反馈控制器4。
[0093]
其中，复合电桥电路1设置于低温端，对接电路2、模拟锁相放大器3及反馈控制器4设置于室温端。
[0094]
复合电桥电路1为测量电路的主体部分，能够利用电桥平衡关系计算出极小电容的电容值，其包括：
[0095]
标准电阻r
ref
、标准电容c
ref
、待测电容c
dut
、配平电阻r
hemt
、控制端限流电阻rg、第三限流电阻r3、第四限流电阻r4。其中，配平电阻r
hemt
能够通过控制电压从而调整配平电阻r
hemt
的电阻大小，控制端限流电阻rg与配平电阻r
hemt
连接。
[0096]
标准电阻r
ref
与待测电容c
dut
连接后作为射频输入正端11；配平电阻r
hemt
与标准电容c
ref
连接后作为射频输入负端12。
[0097]
射频输入正端11通过第三限流电阻r3连接至低频电压测量正端v
+
；射频输入负端12通过第四限流电阻r4连接至低频电压测量负端v-。
[0098]
配平电阻r
hemt
与标准电阻r
ref
串联组成电桥的电阻臂13；标准电容c
ref
与待测电容c
dut
串联组成电桥的电容臂14，电阻臂13与电容臂14并联。
[0099]
电阻臂13通过同轴线的芯层连接至室温端作为复合电桥电路1的输出端15。电容臂14通过同轴线的屏蔽层连接至室温端接地。
[0100]
对接电路2能够将复合电桥电路1与室温端电路及仪器连接，包括：激励耦合变压器t
in
、隔离电容c
in
、第一限流电阻r1、第二限流电阻r2。
[0101]
激励耦合变压器t
in
能够将激励信号耦合至复合电桥电路1中，其具有四个端口：第一端口为射频激励输入端v
in
，第二端口接地，第三端口连接至复合电桥电路1的射频输入正端11、第四端口连接至复合电桥电路1的射频输入负端12，隔离电容c
in
串联在激励耦合变压器t
in
的第三端口与射频输入正端11之间。
[0102]
或者，隔离电容c
in
还可以串联在激励耦合变压器t
in
的第四端口与射频输入负端12之间。
[0103]
第一限流电阻r1与复合电桥电路1的射频输入正端11连接，另一端为第一低频电流输入端21。
[0104]
第二限流电阻r2与复合电桥电路1的射频输入负端12连接，另一端为第二低频电流输入端22。
[0105]
模拟锁相放大器3具有参考信号输入端30、输入端31及输出端32。低频电压测量正端v
+
和低频电压测量负端v-与输入端31连接。
[0106]
参考信号输入端30能够接收参考信号。
[0107]
输入端31能够接收信号。
[0108]
输出端32能够输出相应信号。
[0109]
反馈控制器4具有设定端40、信号输入端41及电压输出端42。模拟锁相放大器3的输出端32与反馈控制器4的信号输入端41连接，电压输出端42与控制端限流电阻rg，从而实现通过反馈控制器4控制电压从而调整配平电阻r
hemt
的阻值。
[0110]
下面说明可变电阻阻值扫描模式的测量方法。
[0111]
本方法中反馈控制器4可以采用pid反馈控制器。
[0112]
信号源生成激励信号输入至对接电路2的射频激励输入端v
in
，通过激励耦合变压器t
in
耦合至复合电桥电路1中。
[0113]
在测量过程中，由上述系统外的第一台低频锁相放大器与第一低频电流输入端21相连，从对接电路2的第一低频电流输入端21输入交流电流i1sin(ω1t)，ω1为第一低频电流输入端21的交流电角频率。
[0114]
同理，由上述系统外的第二台低频锁相放大器与第二低频电流输入端22相连，从对接电路2的第二低频电流输入端22输入交流电流i2sin(ω2t)，ω2为第二低频电流输入端22的交流电角频率。
[0115]
电流分别经过复合电桥电路1的配平电阻r
hemt
和标准电阻r
ref
后，在低频电压测量正端v
+
与低频电压测量负端v-之间产生差分电压i1r
hemt
sin(ω1t)+i2r
ref
sin(ω2t)，利用低频锁相技术分别测量差分电压i1r
hemt
sin(ω1t)和i2r
ref
sin(ω2t)，从而实现对标准电阻和配平电阻的实时测量。
[0116]
上述的第一台低频锁相放大器的ttl同步输出信号端口连接低频模拟锁相放大器3的参考信号输入端30，锁相测量选择a-b模式，显示为r-θ，能够测量配平电阻r
hemt
阻值。反馈控制器4的设定端40连接测量系统外部的直流稳压电源的电压输出端，设定端信号为v
set
。
[0117]
通过调整反馈控制器4的输出端电压v
ctr
，实现低频模拟锁相放大器3的测量值改变，即，配平电阻r
hemt
的阻值改变。此时，低频模拟锁相放大器3的同步模拟输出信号改变,即，反馈控制器4的输入端信号v
ref
改变，使得反馈控制器4的输入端信号v
ref
等于其设定端信号v
set
，成为一个闭环的反馈控制器。
[0118]
如此，扫描上述系统外部的直流稳压电源的输出电压，即，设定端信号v
set
，通过反馈控制器4的输出端42改变控制电压v
ctr
，从而实现配平电阻r
hemt
的阻值扫描，改变电桥的平衡状态，产生对应的输出电压v
out
。
[0119]
从复合电桥电路1的输出端15的输出电压信号v
out
通过对接电路2传输至测量系统外的超外差降频电路，经过高频低噪声前级放大器进行前级预放大后，与本地振荡信号一同输入到混频器中进行混频，混频后的混频信号包含输出电压信号和本地振荡信号的和频信号与差频信号，混频信号再通过低通滤波器进行滤波，从而滤除和频信号，只留下低频率的差频信号v
df
后，由测量系统外的第三台低频锁相放大器读取差频信号的幅度|v
df
|，其最小值为电桥平衡点，利用平衡关系r
hemt
/r
ref
＝c
dut
/c
ref
，得到待测电容c
dut
的电容值。
[0120]
上述方法通过增加反馈控制器，能显著提升测量的精确度。
[0121]
为了说明可变电阻阻值扫描模式测量方法的精确度，本发明做如下测试：
[0122]
扫描设定端信号v
set
，同时记录降频后的差频信号v
df
的值，扫描结束后可以读出降频后的差频信号v
df
最小时对应的配平电阻r
hemt
的值，根据平衡条件r
hemt
/r
ref
＝c
dut
/c
ref
即可得到待测电容c
dut
的值。
[0123]
如图2所示，更换不同待测电容c
dut
，可以得到不同的测量值。图中，横坐标为标称值，纵坐标为测量值，将数据点做线性拟合，可知斜率接近于1。并能够计算出的电桥上的寄生电容非常小，第一寄生电容c
line1
和第二寄生电容c
line2
分别来自连接待测样品两端的细导线(通常为点线键合机铝线)，通过模拟计算出其数值分别是0.038pf和0.044pf，测量结果与标称值符合度很好，可知此方法测得极小电容数值精确度可靠。
[0124]
第二实施例
[0125]
图3为本发明第二实施例的自平衡反馈模式电路图。
[0126]
如图3所示，根据本技术示例实施例，提供了一种极小电容测量系统包括：
[0127]
复合电桥电路1、对接电路2、模拟锁相放大器3、反馈控制器4。
[0128]
其中，复合电桥电路1设置于低温端，对接电路2、模拟锁相放大器3及反馈控制器4设置于室温端。
[0129]
复合电桥电路1为测量电路的主体部分，能够利用电桥平衡关系计算出极小电容的电容值，其包括：
[0130]
标准电阻r
ref
、标准电容c
ref
、待测电容c
dut
、配平电阻r
hemt
、控制端限流电阻rg、第三限流电阻r3、第四限流电阻r4。其中，配平电阻r
hemt
能够通过控制电压从而调整配平电阻r
hemt
的电阻大小，控制端限流电阻rg与配平电阻r
hemt
连接。
[0131]
标准电阻r
ref
与待测电容c
dut
连接后作为射频输入正端11；配平电阻r
hemt
与标准电容c
ref
连接后作为射频输入负端12。
[0132]
射频输入正端11通过第三限流电阻r3连接至低频电压测量正端v
+
；射频输入负端12通过第四限流电阻r4连接至低频电压测量负端v-。
[0133]
配平电阻r
hemt
与标准电阻r
ref
串联组成电桥的电阻臂13；标准电容c
ref
与待测电容c
dut
串联组成电桥的电容臂14，电阻臂13与电容臂14并联。
[0134]
电阻臂13通过同轴线的芯层连接至室温端作为复合电桥电路1的输出端15。电容臂14通过同轴线的屏蔽层连接至室温端接地。
[0135]
对接电路2能够将复合电桥电路1与室温端电路及仪器连接，包括：激励耦合变压器t
in
、隔离电容c
in
、第一限流电阻r1、第二限流电阻r2。
[0136]
激励耦合变压器t
in
能够将激励信号耦合至复合电桥电路1中，其具有四个端口：第一端口为射频激励输入端v
in
，第二端口接地，第三端口连接至复合电桥电路1的射频输入正端11、第四端口连接至复合电桥电路1的射频输入负端12，隔离电容c
in
串联在激励耦合变压器t
in
的第三端口与射频输入正端11之间。
[0137]
或者，隔离电容c
in
还可以串联在激励耦合变压器t
in
的第四端口与射频输入负端12之间。
[0138]
第一限流电阻r1与复合电桥电路1的射频输入正端11连接，另一端为第一低频电流输入端21。
[0139]
第二限流电阻r2与复合电桥电路1的射频输入负端12连接，另一端为第二低频电流输入端22。
[0140]
模拟锁相放大器3具有参考信号输入端30、输入端31及输出端32。
[0141]
反馈控制器4具有设定端40、信号输入端41及电压输出端42。
[0142]
设定端40能够接收设定电压。
[0143]
信号输入端41能够接收模拟锁相放大器3的输出信号。
[0144]
电压输出端42能够输出电压。
[0145]
模拟锁相放大器3的输出端32与反馈控制器4的信号输入端41连接，电压输出端42与控制端限流电阻rg，从而实现通过反馈控制器4控制电压从而调整配平电阻r
hemt
的阻值。
[0146]
下面说明自平衡反馈模式的测量方法。
[0147]
本方法中反馈控制器4可以采用pid反馈控制器。
[0148]
信号源生成激励信号输入至对接电路2的射频激励输入端v
in
，通过激励耦合变压器t
in
耦合至复合电桥电路1中。
[0149]
在测量过程中，由上述系统外的第一台低频锁相放大器与第一低频电流输入端21相连，从对接电路2的第一低频电流输入端21输入交流电流i1。
[0150]
同理，由上述系统外的第二台低频锁相放大器与第二低频电流输入端22相连，从对接电路2的第二低频电流输入端22输入与i1角频率不同的交流电流i2。
[0151]
电流分别经过复合电桥电路1的配平电阻r
hemt
和标准电阻r
ref
后，在低频电压测量正端v
+
与低频电压测量负端v-之间产生差分电压，利用低频锁相技术分别测量差分电压，从而实现对标准电阻r
ref
和配平电阻r
hemt
的实时测量。
[0152]
从复合电桥电路1的输出端15的输出电压信号v
out
通过对接电路2传输至测量系统外的超外差降频电路，经过高频低噪声前级放大器进行前级预放大后，与本地振荡信号一同输入到混频器中进行混频，混频后的混频信号包含输出电压信号和本地振荡信号的和频信号与差频信号，混频信号再通过低通滤波器进行滤波，从而滤除和频信号，只留下低频率的差频信号v
df
后，由测量系统外的第三台低频锁相放大器读取差频信号的幅度|v
df
|，以及差频信号v
df
与信号源输出的参考信号v
ref
之间的相位差θ。
[0153]
从差频信号的幅值|v
df
|和相位差θ的测量结果得到不随配平电阻r
hemt
的变化而变化的正交分量v
x
和随配平电阻r
hemt
的变化而变化的信号分量vy：v
x
＝v
df
·
cos(θ-φ),vy＝v
df
·
sin(θ-φ)，其中φ为|v
df
|最小即平衡点时的θ值，即平衡点vy＝0。
[0154]
差频信号接入低频模拟锁相放大器3的输入端31，信号源生成的低频锁相参考信号接入低频模拟锁相放大器3的参考信号输入端30，低频模拟锁相工作在x-y模式，第二通道vy的同步模拟输出信号连接反馈控制器4的信号输入端41，反馈控制器4的设定端40短接，即设定电压v
set
为0。
[0155]
在远离平衡点的位置，调节低频模拟锁相放大器3的初始相位，使得其测定差频信号的幅值|v
df
|和相位差θ与测量系统外的第三台低频锁相放大器测量结果一致，此过程为校准低频模拟锁相放大器3与第三台低频锁相放大器之间仪器的初始相位差。
[0156]
打开反馈控制器4电源，通过反馈控制器4改变控制器的输出端电压v
ctr
，随配平电阻r
hemt
的变化而变化的信号分量vy被低频模拟锁相测得，低频模拟锁相放大器3的第二通道模拟同步输出信号变化，即，反馈控制器4的输入端信号v
ref
，通过多次反馈调节，每个反馈调节周期约1us，使得反馈控制器4的输入端信号等于0。此时，电桥处在平衡状态。
[0157]
当外界条件变化，比如，变温过程、变磁场、变栅压、改变待测材料的载流子浓度等过程。如果，样品特性发生变化(态密度变化，sdh震荡，量子霍尔效应等)，即，待测电容c
dut
电容值变化，则电桥输出信号vy分量变化，电桥偏离平衡，通过反馈控制器4的输出端42改变控制电压v
ctr
，从而改变配平电阻r
hemt
的阻值，迅速使电桥回到平衡状态，响应速度在ms量级，足够匹配外界调节的变化和低频锁相测量的速度，可以认为低温电桥一直工作在平衡点。
[0158]
同时，记录下外界条件的变换(如温度，磁场，待测器件的栅压等)和第一低频锁相放大器、第二低频锁相放大器的数值，利用平衡关系r
hemt
/r
ref
＝c
dut
/c
ref
，得到待测电容c
dut
的随外界条件如温度，磁场，待测器件的栅压等)的变换关系。
[0159]
上述自平衡反馈模式测量方法具有更快的响应速度、抗干扰能力及较高的分辨率。
[0160]
为了说明自平衡反馈模式测量方法的抗干扰能力，本发明做如下测试：
[0161]
待测电容c
dut
为自制氧化铝电容器，上下极板镀钛金作为电极，氧化铝层厚度为0.5mm，相对介电常数为9，上下电极为正方形边长0.79mm，其电容计算值为0.1pf。
[0162]
如图4所示，测量到待测电容c
dut
的电容数值为0.098pf。不改变任何条件，连续测量40分钟，分析此过程中测量数据，标准差除以平均值，得到测量电路噪声水平约7.5*10-4
，优于千分之一。能够证明测量数值稳定，电路有较强的抗干扰能力。
[0163]
为了说明自平衡反馈模式测量方法的分辨率，本发明还做了如下测试：
[0164]
测量石墨烯电容器件的量子震荡，测量所用的低温设备为美国quantum design公司的完全无液氦综合物性测量系统(ppms dynacool)，石墨烯电容器件的结构：上极板为石墨烯，中间层介质层为厚度约30nm的氮化硼，下电极为石墨。
[0165]
图5为在不同栅压下，石墨烯电容器件的电容值随磁场发生量子震荡。
[0166]
如图5所示，数据为未经任何处理的原始实验数据。横坐标为磁场的倒数，纵坐标为待测电容c
dut
跟参考电容c
ref
的比值，参考电容c
ref
为0.1pf。从测量数据中，可以得到此测量系统和测量方法的分辨率。
[0167]
具体过程如下，从曲线上选取一个较小的峰，测量其峰谷的差值，将其一半当作此测量系统的分辨能力。经测算，标出的峰谷电容差值为(1.2028-1.1939)/2*0.1pf＝0.45ff，其相对分辨率优于0.5ff。曲线上，仍有更小的波峰能被测到。所以，此种极小电容测量系统和测量方法的分辨率能达到0.1ff量级。
[0168]
同时，还可以说明的是，由于复合电桥电路1中无高功耗的器件，低温功耗可低至10nw。甚至可以在低至50mk的温度下稳定工作，经实际测量操作中验证，该系统能够在全温区(300k-1.5k)的环境中稳定工作。
[0169]
综上所述，根据上述系统及方法。在现有技术的基础上，加入具有反馈控制功能的相关电路及合理的仪器运用后，其测量精确度、抗干扰能力、以及随外界条件变化的测量响应速度均显著提升。
[0170]
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。