基于开机启动下母线电容电流重构的直流母线电容准在线监测方法

1.本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种基于开机启动下母线电容电流重构的直流母线电容准在线监测方法。


背景技术：

2.近年来，为了满足世界汽车市场对汽车污染物日益严格的排放标准，汽车厂商大力发展电动车。电动汽车直流充电模块作为电动汽车的关键配套设施，安装数量迅速增长。因此，提高电动汽车直流充电模块有效的故障诊断对提高系统可靠性具有重要意义。
3.直流充电模块主要包括ac/dc和dc/dc两级变换结构，前级ac/dc的功能是将三相交流电网输入转化为特定电压的直流电，后级dc/dc电路的功能在于将前级输出转化为满足直流充电模块输出性能要求的直流电。vienna整流器因为其结构简单，具有三电平特性，更少的开关管带来更低的成本；不存在桥臂直通问题；运行频率高，可减小输入储能电感的体积等优势，性能优良成为直流充电模块主流的前级拓扑结构。然而因为电动汽车直流充电模块长期工作在高温高压的恶劣运行环境中，特别是直流母线电容，随着运行时间的增加，损伤的累积将会导致内部电解质逐渐消耗，出现电容容值下降，内阻增大，漏电流增大等现象，最后导致电容失效，进而影响直流充电桩的正常工作，导致其他电子器件的损坏，所以对电动汽车直流充电模块直流母线电容进行健康管理是十分必要的，传统的直流母线电容的检测方法，需要拆卸电容，让检测人员现场操作，费时费力，或者需要增加一些检测器件，增加成本。


技术实现要素：

4.针对现有技术存在的缺陷和不足，本发明提出一种基于开机启动下母线电容电流重构的直流母线电容准在线监测方法，不需要额外的硬件电路，节省了成本，且一次开关周期只进行一次计算，该方法的计算量较小。在保证三相输入电流采样准确的前提下，在电网电压波动、电网不平衡等非理想运行环境下，可实现小于2％的识别误差。
5.电动汽车直流充电模块开机时，后级dcdc先不工作，使得前级vienna整流器空载运行，在空载运行过程中通过不同时间节点对电容电压的记录，结合三相输入电流重构为母线电容电流，进一步通过电容的电压电流方程，求得上下母线电容的容值，对母线电容进行在线监测。
6.本发明无需额外的硬件电路、也无需专业人士对电容进行拆卸测量、只利用电动车直流充电模块开机启动自检时间，对直流母线电容的容值大小进行检测，本发明具有方法简单，低成本，计算量小，计算结果精确，具体实施方便等优点，在电动汽车直流充电模块中具有较好的应用效果。
7.本发明具体采用以下技术方案：
8.一种基于开机启动下母线电容电流重构的直流母线电容准在线监测方法，其特征
在于，包括以下步骤：
9.步骤s1：电动车直流充电模块在开机启动后，后级dc/dc先不动作；保证前级vienna整流电路(ac/dc功率因数矫正电路)处于空载状态；
10.步骤s2：所述前级vienna整流电路初始化完成后，采样上下母线电容的电压值并记录，为u
c1_1
，u
c2_1
；
11.步骤s3：控制电动车直流充电模块前级vienna整流电路工作，对母线电容进行充电；
12.步骤s4：在单个开关周期内，对vienna整流电路三相输入电流重构为母线电容电流；
13.步骤s5：对重构后的电容母线电流，进行累加；
14.步骤s6：若干个工频周期后，采样新的上下母线电容的电压值并记录为u
c1_2
，u
c2_2
；
15.步骤s7：代入所求得的电容容值计算式，得到vienna整流器上下母线电容值。
16.在步骤s1中，电动汽车直流充电模块开机启动后，后级不动作，前级空载运行，根据基尔霍夫电流定理，三相输入电流等于电容电流，从而减小计算量。
17.进一步地，在步骤s4中，对于电路的主控制器而言，在其能够采样得到三相输入电流i
ga
、i
gb
、i
gc
的同时，通过控制环路的最终计算结果得到当前开关周期的三相开关管导通占空比da、db、dc，通过变换，得到重构后的母线电容电流；
18.采用的变换方式具体如下：
[0019][0020][0021]
其中i
gx+
为流经二极管上桥臂的电流，i
gx-为流经二极管下桥臂的电流，x代表a、b、c三相中的任意一相，da、db、dc为开关管导通占空比，为重构后流入上母线电容的平均电流，为重构后流入下母线电容的平均电流。
[0022]
进一步地，在步骤s5中，由电容的电压电流方程离散化后，变换可得：其中是第j次开关周期采样得到的电容电流平均值，δuc为两次采样得到的电容电压差值，fs为开关频率(采样频率)，c为电容容值；在此基础上对电容电流在一段时间内进行累加，以得到所求的电容容值。
[0023]
进一步地，在步骤s7中，采用的电容容值计算式如下：
[0024]
[0025][0026]
其中i
gxj+
为第j次开关周期采样流经二极管上桥臂的电流，i
gxj-为第j次开关周期采样流经二极管下桥臂的电流，x代表a、b、c三相中的任意一相，daj、dbj、dcj为第j次开关周期开关管导通占空比，c1为上母线电容的容值，c2为下母线电容的容值，δu
c1
、δu
c2
分别为两次采样得到的电容电压差值，fs为开关频率(采样频率)。
[0027]
该电容容值计算式是结合电容电流重构方法和电容的电压电流方程所得出的。
[0028]
进一步地，所述前级vienna整流电路为三相三线制vienna整流器或三相四线制vienna整流器。
[0029]
相比于现有技术，本发明及其优选方案具有以下优点：1)可以实时在线检测电容，解决原有技术中，需要专业人员拆卸电容的不便。2)在不增加任何硬件的电路的情况下，通过已有的采样信息，进行电流重构，以达到检测电容的目的。3)利用电动车直流充电模块开机启动自检时间，对直流母线电容的容值大小进行检测，此方法简单，运算量小，容易实现。
附图说明
[0030]
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
[0031]
图1是本发明实施例电动车直流充电模块前级vienna整流器拓扑图。
[0032]
图2是本发明实施例无视电容及负载电流流向的vienna整流器模态图；其中，(a)u
gx
》0时，且s
x
导通时的电路模态；(b)u
gx
》0时，且s
x
关断时的电路模态；(c)u
gx
《0时，且s
x
导通时的电路模态；(d)u
gx
《0时，且s
x
关断时的电路模态。
[0033]
图3是本发明实施例三相电流重构波形图。
[0034]
图4是本发明实施例直流电容参数识别的程序流程图。
[0035]
图5是本发明实施例vienna整流器母线电容参数识别结果图1(三相三线制vienna整流器母线电容容值识别)。
[0036]
图6是本发明实施例vienna整流器母线电容参数识别结果图2(三相四线制vienna整流器母线电容容值识别)。
[0037]
图7是本发明实施例vienna整流器不同电容值时母线电容容值识别误差图1(三相三线制vienna整流器母线电容识别误差)。
[0038]
图8是本发明实施例vienna整流器不同电容值时母线电容容值识别误差图2(三相四线制vienna整流器母线电容识别误差)。
[0039]
图9是本发明实施例vienna整流器在不同电压下的母线电容容值识别误差图1(三相三线制vienna整流器母线电容识别误差)。
[0040]
图10是本发明实施例vienna整流器在不同电压下的母线电容容值识别误差图2(三相四线制vienna整流器母线电容识别误差)。
[0041]
图11是本发明实施例vienna整流器在三相不对称的情况下母线电容容值识别误
差图1(uga＝ugb＝220v时，c相变化，三相三线制vienna整流器母线电容识别误差)。
[0042]
图12是本发明实施例vienna整流器在三相不对称的情况下母线电容容值识别误差图2(uga＝ugb＝220v时，c相变化，三相四线制vienna整流器母线电容识别误差)。
具体实施方式
[0043]
为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，作详细说明如下。
[0044]
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本技术提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本技术所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
[0045]
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本技术的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
[0046]
本发明对于对母线电容的容值大小进行辨识的方案包括以下步骤：
[0047]
步骤a1：由电容的电压电流方程进行推算，得到在固定时间内的电容电压变化量公式如下：
[0048][0049]
即：
[0050][0051]
上式表明，电容电压的累计变化量只与该时间段内的流入电容的电流积分(即电荷量)以及电容容值c有关。
[0052]
步骤a2：为对应数字控制芯片的计算特性，由于式(2)为连续性方程，需要对式(1)与(2)进行离散变换如下：
[0053][0054]
为时间0-t之内的电容电流平均值。
[0055]
步骤a3：由于前级vienna电路采样频率等于开关频率fs，在一个开关周期之内若能采样得到当前周期之内的电容电流平均值，则在整个时域内的电容电压变化公式可转化如下：
[0056][0057]
其中是第j次开关周期采样得到的电容电流平均值。
[0058]
由(4)进行公式转化，进而得到母线电容的离散形式辨识方程如下式(5)所示。
[0059][0060]
依式(5)可知，计算得到辨识结果电容c需要获取流入母线电容的电流积分量(即电荷量)和母线电容电压变化量，需判断已有的采样系统能否满足该方程的计算。
[0061]
进一步利用现有硬件电路对母线电容电流进行重构，包括：
[0062]
在vienna整流电路的完整控制环路中，已有的采样的信号分别为：1)三相电网电压u
ga
、u
gb
、u
gc
；2)三相输入电流i
ga
、i
gb
、i
gc
；3)两组母线电容电压u
c1
、u
c2
。母线电容电压变化量δu
c1
、δu
c2
可通过获取两组母线电容的电压采样值u
c1
、u
c2
直接得到，但两个母线电容电流i
c1
、i
c2
并不能通过系统已有的采样信号直接得出。依据式(5)，在图1中i
c1
、i
c2
所在位置增加新的电流采样点是可行的，但此举引入电容电流采样点，将增加系统的复杂性。为此，可以通过已有的采样信号计算出流入上下母线电容c1、c2的电流i
c1
、i
c2
。
[0063]
考虑vienna整流电路三相具有对称性，其中一相电流的流向可推广至其余两相。由图2可知，开关管支路导通时，当前相的输入电流必将流经开关管支路，开关管支路关断时，输入电流将通过续流二极管进行续流。依此总结单相电流流向如下表1所示。
[0064]
表1单相电流流向总结表
[0065]
输入电流方向s
x
导通情况电流流向正关断输入至bus+点正开通输入至o点负关断从bus-点输出负开通从o点输出
[0066]
上表中s
x
为x相开关管支路等效双向开关。
[0067]
由基尔霍夫电流定律可知，负载断开时，三相续流二极管d
px
电流相加即为流入电容c1的电流，d
nx
电流相加即为流入电容c2的电流。对于电路的主控制器而言，在其能够采样得到三相输入电流i
ga
、i
gb
、i
gc
的同时，亦可通过控制环路的最终计算结果得到当前开关周期的三相开关管导通占空比da、db、dc，将单相电流的电流流向结果推广至三相，利用输入电流与占空比，即可推导出在1个开关周期内的i
c1
、i
c2
电流平均值如下式(6)与(7)所示，该式同时适用于三相四线制以及三相三线制vienna整流器：
[0068][0069]
[0070]
其中i
gx+
为流经二极管上桥臂的电流，i
gx-为流经二极管下桥臂的电流，x代表a、b、c三相中的任意一相，da、db、dc为开关管导通占空比，为重构后流入上母线电容的平均电流，为重构后流入下母线电容的平均电流。
[0071]
整合式(5)、(6)、(7)得到最终的母线电容离散参数辨识方程如下：
[0072][0073][0074]
其中i
gxj+
为第j次开关周期采样流经二极管上桥臂的电流，i
gxj-为第j次开关周期采样流经二极管下桥臂的电流，x代表a、b、c三相中的任意一相，d
aj
、d
bj
、d
cj
为第j次开关周期开关管导通占空比，c1为上母线电容的容值，c2为下母线电容的容值，δu
c1
、δu
c2
分别为两次采样得到的电容电压差值，fs为采样频率。
[0075]
图1为电动车直流充电模块前级vienna整流器拓扑图，三相四线制与三相三线制仅有的不同在于直流母线中点o是否与电网三相电压中位点n连接，其连接形式如图中的虚线所示。其中：u
ga
、u
gb
、u
gc
为电网电压，i
ga
、i
gb
、i
gc
为变换器输入电流，定义如图1所示的电流方向为正，la、lb、lc为储能电感，d
pa
、d
pb
、d
pc
为上桥臂续流二极管，d
na
、d
nb
、d
nc
为下桥臂续流二极管，q
pa
、q
pb
、q
pc
为电流正向导通对应的igbt，q
ax
、q
bx
、q
cx
为电流反向导通对应的igbt，c1为正母线输出电容，c2为负母线输出电容，uo为直流输出电压。q
px
与q
nx
共射级串联，使得二者的串联回路具备双向开关特性。
[0076]
其运行的模态图如图2所示，由于vienna整流电路三相具有对称性，其中一相电流的流向可推广至其余两相。图中u
gx
代表其中一相的输入电压，i
gx
代表其中一相的输入电流，l
x
为其中一相的储能电感，d
px
代表其中一相上桥臂续流二极管，d
nx
代表其中一相下桥臂续流二极管，s
x
代表其中一相的等效开关状态。当u
gx
》0时，且s
x
导通时，电流输入至o点；当u
gx
》0时，且s
x
关断时，电流输入至bus+点；当u
gx
《0时，且s
x
导通时，电流输入至o点；当u
gx
《0时，且s
x
关断时，电流输入至bus+点。依此总结单相电流流向如表1所示。
[0077]
在vienna整流器中，不仅是三相三线制还是是三相四线制，其控制所需的采样信号分别为：1)三相电网电压u
ga
、u
gb
、u
gc
；2)三相输入电流i
ga
、i
gb
、i
gc
；3)两组母线电容电压u
c1
、u
c2
。通过三相输入电流，与各相开关管的状态，可对电容电流进行重构，如图3所示：
[0078]
t
0-t1时，i
ga
》0，sa导通，i
ga
增加，i
gb
《0，i
gc
》0，sc导通，i
gc
增加，i
c1
＝0；
[0079]
t
1-t2时，i
ga
》0，sa关断，i
ga
减少，i
gb
《0，i
gc
》0，sc导通，i
gc
增加，i
c1
＝i
ga
；
[0080]
t
2-t3时，i
ga
》0，sa关断，i
ga
减少，i
gb
《0，i
gc
》0，sc关断，i
gc
减少，i
c1
＝i
ga
+i
gc
；
[0081]
t
3-t4时，i
ga
》0,sa关断，i
ga
减少，i
gb
《0，i
gc
》0，sc导通，i
gc
增加，i
c1
＝i
ga
。
[0082]
由表1和图3可知，i
c1
由i
gx
的阴影部分组成，阴影部分波形的共同特征是电流极性
为正，对应的相开关为关断。对于电路的主控制器而言，在其能够采样得到三相输入电流i
ga
、i
gb
、i
gc
的同时，亦可通过控制环路的最终计算结果得到当前开关周期的三相开关管导通占空比da、db、dc，将单相电流的电流流向结果推广至三相，利用输入电流与占空比，即可以推得公式(6)(7)。
[0083]
通过整合公式(5)(6)(7)，即可得到电容c1，c2的电容值的表达式。
[0084]
图4为直流电容参数识别的程序流程图，其步骤如下：
[0085]
步骤s1：在电动车直流充电模块空载启动的情况下，先运行启动程序。
[0086]
步骤s2：采样直流母线初始电容电压，并做记录。
[0087]
步骤s3：采样三相电流i
ga
、i
gb
、i
gc
，并通过电容电流重构的方法计算出i
c1
、i
c2
；
[0088]
步骤s4：对电容电流进行累加一段时间。
[0089]
步骤s5：重新记录电容电压值。
[0090]
步骤s6：通过上述方法中的式(8)，式(9)，获得c1，c2的容值大小。
[0091]
通过得到的c1，c2的容值大小，判断电容是否存在损伤，如果电容存在损伤，及时更换电容，保证电动车直流充电模块的安全运行。
[0092]
为了进一步描述本发明所述技术方案的优势，通过psim搭建电动汽车直流充电模块前级vienna整流电路，利用上述方法对母线电容容值进行辨识，设定母线电容容值为1.5mf，图5和图6分别为三相三线制和三相四线制vienna整流器母线电容参数识别结果图，其中三相三线制识别结果c1＝1.508mf，c2＝1.505mf，上下母线电容容值识别误差分别为为0.5％和0.3％，三相四线制识别结果c1＝1.491mf，c2＝1.493mf，上下母线电容识别误差分别为0.56％和0.47％，说明所述的方法识别误差小，母线电容容值的辨识度高。
[0093]
图7和图8是vienna整流器不同电容值时母线电容容值识别误差图，表明在不同容值情况下，三相三线制上下母线电容容值识别误差都在1％之内，三相四线制上下母线电容识别误差也都在1％之内。
[0094]
图9和图10是vienna整流器在不同电压下的母线电容容值识别误差图，表明在不同电压下，三相三线制上下母线电容容值识别误差都在1％之内，三相四线制上下母线电容识别误差都在2％之内。
[0095]
图11和图12是vienna整流器在三相不对称的情况下母线电容容值识别误差图，表明在三相不对称情况下，三相三线制上下母线电容容值识别误差都在1％之内，三相四线制上下母线电容识别误差也都在1％之内。
[0096]
说明所述方法，在不同母线电容容值，不同输入电压，三相输入电压不对称等情况下，都具有一定的辨识度。
[0097]
综上所述，可以看出本发明实施例方案具有以下特点：1)可以实时在线检测电容，解决现有技术中，需要专业人员拆卸电容的不便。2)在不增加任何硬件的电路的情况下，通过已有的采样信息，进行电流重构，以达到检测电容的目的。3)利用电动车直流充电模块开机启动自检时间，对直流母线电容的容值大小进行检测，此方法简单，运算量小，容易实现。4)在不同工况下，辨识度良好。
[0098]
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所
作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。
[0099]
本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的基于开机启动下母线电容电流重构的直流母线电容准在线监测方法，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。