一种改进的高频外辐射源雷达时域直达波抑制方法与流程

1.本发明属于信号处理领域，具体涉及一种改进的高频外辐射源雷达时域直达 波抑制方法。


背景技术：

2.高频外辐射源雷达是通过被动接收第三方外辐射源发射的电磁信号进行目 标探测的雷达系统，其工作在短波波段(hf，3-30mhz)，波长为10-100m。高频 外辐射源雷达综合了高频超视距雷达和外辐射源雷达的优点，具有探测距离远、 观测范围大、全天候、反隐身、隐蔽性强、抗干扰、低成本等优点，在军事领域 具有重要研究意义。日益普及的数字调幅广播信号由于工作频率低、低空覆盖性 能好等优点为外辐射源雷达研究提供了条件，并成为了研究热点。外辐射源雷达 包含参考通道和监测通道，参考通道的信号是指天线阵列的波束指向发射站即直 达波方向，监测通道信号是将波束指向目标方向。由于辐射源信号来源于第三方， 因此一方面发射信号内容及参数不可控，另一方面监测通道中有很强的直达波干 扰，导致目标检测困难。
3.drm信号是在全球范围内使用的高频段数字广播，采用正交频分复用(ofdm) 调制技术。ofdm技术通过对若干正交子载波单独调制，使得频谱中的每个子载 波之间满足正交性。ofdm技术可以解决一些多径带来的问题，如符号串扰、频率 选择性衰弱、多普勒频率漂移等。采用drm信号的外辐射源雷达，可以通过解调
ꢀ‑
重构对信号进行提纯得到重构参考信号。而对于监测通道中的直达波干扰则需 要进行直达波抑制处理。对此，有学者提出基于正交子空间投影理论算法即扩展 相消算法(extensive cancellation algorithm，eca)，其思想是把含有目标 回波的监测通道信号投影到一个正交于直达波子空间的子空间上，从而有效抑制 直达波。后人在此基础上提出了eca-b,通过分段计算降低子空间维度，减少了 存储空间消耗，加快了滤波器系数的更新，但eca-b算法具有明显的截断效应， 造成多普勒模糊。据此，有学者提出eca-s，采用滑窗分段的方法既保证了存储 空间消耗少又能实现并行化。还有学者在eca基础上提出eca-c算法，采用时域 分载波处理方法，有效降低计算量的同时还适用于杂波扩展严重的情况。有许多 学者将eca系列算法应用于直达波抑制处理，赵志欣.高频外辐射源雷达新体制 与信号处理若干关键技术研究[d].博士学位论文，2013：77-93.使用了eca系列 算法抑制外辐射源雷达直达波。张坚,万显荣,刘玉琪.外辐射源雷达滑窗扩展相 消算法并行实现[j].雷达科学与技术,2017,15(02):115-119+125.使用eca-s算 法对外辐射源雷达直达波进行抑制。
[0004]
eca系列算法用于对消的参考信号通常是对监测通道中的回波信号进行解 调-重构得到的纯净直达波，然而由于回波信号经过电离层，回波中包含的直达 波被电离层进行了幅度和相位调制，解调重构得到的纯净直达波并不包含电离层 调制信息，因此直接使用解调-重构得到的纯净直达波进行直达波抑制时，抑制 效果并不好。本发明针对上述不足，提出了基于改进的eca算法，利用三次样条 插值技术对解调重构的直达波加入电离层调制信息，大幅度提高了直达波抑制效 果。


技术实现要素：

[0005]
本发明所为了解决背景技术中存在的技术问题，目的在于提供了一种改进的 高频外辐射源雷达时域直达波抑制方法,采用正交频分复用(orthogonalfrequency division multiplexing,ofdm)调制方式的数字广播(digital radiomondiale，drm)的高频外辐射源雷达(hf passive bistatic radar,hfpbr)信 号处理领域，利用扩展相消算法(extensive cancellation algorithm，eca) 进行高频外辐射源雷达的直达波抑制。对使用其他信号类型进行探测的外辐射源 雷达的直达波抑制具有参考意义。
[0006]
为了解决技术问题，本发明的技术方案是：
[0007]
一种改进的高频外辐射源雷达时域直达波抑制方法，所述方法包括：
[0008]
s1：对drm信号进行解调重构，得到标准直达波时域信号后进行傅里叶变换， 得到标准直达波信号每个符号的频谱，对频谱进行增益导频位置信息和增益导频 信息的提取，得到标准直达波信号的增益导频信息和增益导频位置信息；
[0009]
s2：根据标准直达波信号每个符号的频谱，仿真生成电离层和含强直达波信 号的回波，并从含强直达波信号的回波中提取回波的增益导频信息；
[0010]
s3：对回波中强直达波信号的增益导频信息进行三次样条插值进行信道估计， 得到电离层信息；再利用电离层信息对所述标准直达波信号每个符号的频谱进行 畸变，得到电离层调制的直达波信号；
[0011]
s4：采用扩展相消算法，把得到的直达波信号作为参考信号，对仿真的回波 进行直达波抑制，得到抑制后的rd图。
[0012]
进一步，所述步骤s1具体为：
[0013]
s11：对drm实测回波信号进行解调重构得到标准直达波时域信号s
sta
(n)；
[0014]
s12：对s
sta
(n)每个符号进行傅里叶变换得到标准直达波信号每个符号的频 谱s
sta
(s,k)；
[0015]
s13：根据协议中增益导频的排列方式提取标准直达波信号每个符号的频谱 s
sta
(s,k)中标准直达波信号的增益导频信息g
sta
(s,p)和增益导频位置信息。
[0016]
进一步，所述步骤s2具体为：
[0017]
s21：根据步骤s1得到的标准直达波信号每个符号的频谱s
sta
(s,k)，仿真生 成电离层频域信息i
sta
(s,k)；
[0018]
s22：将s
sta
(s,k)和i
sta
(s,k)对应位置相乘后逆傅里叶变换得到电离层调制的 直达波s
iosta
(n)，利用s
iosta
(n)生成带有一定时延和多普勒频率的仿真目标s
tar
(n) 的仿真回波s
rec
(n)，所述仿真回波含强直达波信号；
[0019]
s23：对仿真回波s
rec
(n)每个符号进行傅里叶变换得到每个符号的频谱 s
rec
(s,k)，根据步骤s1中增益导频位置信息提取出回波中强直达波信号的增益 导频信息g
rec
(s,p)。
[0020]
进一步，所述步骤s3具体为：
[0021]
s31：对回波中强直达波信号的增益导频信息g
rec
(s,p)与标准直达波信号的 增益导频信息g
sta
(s,p)对应位置相除可以得到增益导频所在位置处的电离层信 息i
iono
(s,p)，对i
iono
(s,p)在时间轴方向上进行三次样条插值，再利用该插值结果 在频率轴方向上进行三次样条插值，得到频域的电离层信息i
iono
(s,k)；
[0022]
s32：将步骤s1中标准直达波频谱s
sta
(s,k)按照对应位置乘上电离层信息i
iono
(s,k)得到电离层调制的直达波频域信号s
iono
(s,k)，再对s
iono
(s,k)进行傅里叶 逆变换得到电离层调制的直达波时域信号s
iono
(n)。
[0023]
进一步，所述步骤s4具体为：
[0024]
s41：将步骤s3中得到的电离层调制的直达波信号s
iono
(n)作为扩展相消算 法的参考信号，对步骤s2中得到的仿真回波s
rec
(n)进行直达波抑制处理，得到 抑制后的rd谱。
[0025]
进一步，所述扩展相消算法是根据最小二乘算法ls推导得到的；eca直达 波抑制方法如下，根据ls的代价函数：
[0026][0027]
其中，
[0028][0029]
为直达波子空间，式中，s
ref
(n)＝[s
ref
(n),s
ref
(n-1),
…
,s
ref
(n-m-1)]
t
为参考信号集， s
surv
(n)为监测信号集，m为抑制直达波单元个数，通过求解得到滤波器系数：
[0030]
w*＝(xhx)-1
xhs
surv
[0031]
进而得到滤波器输出：
[0032]
e＝s
surv-x(xhx)-1
xhs
surv
＝(i
n-x(xhx)-1
xh)s
surv
[0033]
即根据参考信号构造直达波子空间x，再将检测信号s
surv
(n)投影到与x正 交的子空间上，抑制直达波信号。
[0034]
与现有技术相比，本发明的优点在于：
[0035]
本发明所述的改进的高频外辐射源雷达时域直达波抑制提供了一种更为有 效的抑制方法。在原有的扩展相消算法基础上，通过三次样条插值进行信道估计， 从而得到电离层信息实现直达波信号的准确重构，更好地还原了直达波信息，为 eca算法提供了更为准确的参考信号，改善了传统算法中直达波的抑制效果。
附图说明
[0036]
图1、总体流程图；
[0037]
图2、增益导频在每个传输帧里的位置(白色部分)；
[0038]
图3a、仿真电离层幅度信息；
[0039]
图3b、仿真电离层相位信息；
[0040]
图3c、仿真回波rd谱；
[0041]
图4a、插值电离层幅度信息；
[0042]
图4b、插值电离层相位信息；
[0043]
图5a、s
sta
(n)作为参考信号直达波抑制后rd谱；
[0044]
图5b、s
iono
(n)作为参考信号直达波抑制后rd谱；
[0045]
图5c、直达波抑制前后目标处多普勒维剖面图；
[0046]
图5d、直达波抑制前后目标处多普勒维剖面局部放大图。
具体实施方式
[0047]
下面结合实施例描述本发明具体实施方式：
[0048]
需要说明的是，本说明书所示意的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明 书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实 施的限定条件，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发 明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容能 涵盖的范围内。
[0049]
同时，本说明书中所引用的如“上”、“下”、“左”、“右”、“中间”及“一”等的用 语，亦仅为便于叙述的明了，而非用以限定本发明可实施的范围，其相对关系的 改变或调整，在无实质变更技术内容下，当亦视为本发明可实施的范畴。
[0050]
实施例1：
[0051]
一种改进的高频外辐射源雷达时域直达波抑制方法的具体过程为：
[0052]
步骤一：标准直达波信号重构及导频位置信息的提取；对drm信号进行解调 重构，得到重构后的标准直达波时域信号，记为s
sta
(n)，对s
sta
(n)每个符号进行 傅里叶变换得到每个符号的频谱，记为s
sta
(s,k)，s代表第s个ofdm符号，k代 表一个符号中子载波编号。根据协议提取标准直达波每个ofdm符号频域中的增 益导频位置信息和增益导频信息，标准直达波信号的增益导频信息记为g
sta
(s,p)， s代表第s个ofdm符号，p代表在一个ofdm符号中导频编号。
[0053]
步骤二：从回波中提取增益导频信息；根据步骤一得到的每个ofdm符号中 的增益导频位置信息，回波时域信号记为s
rec
(n)，对s
rec
(n)每个符号进行傅里叶 变换得到每个符号的频谱，记为s
rec
(s,k)，从回波的每个ofdm符号频域对应位 置，提取出增益导频信息，记为g
rec
(s,p)。
[0054]
步骤三：利用三次样条插值(cubic spline interpolation，spline)进行 信道估计得到电离层信息，再利用电离层信息实现直达波准确重构；利用步骤二 中得到的回波的增益导频信息g
rec
(s,p)和步骤一中得到的标准直达波信号的增 益导频信息g
sta
(s,p)以及三次样条插值方法进行信道估计得到电离层信息，根据 电离层信息得到电离层调制的重构时域信号，记为s
iono
(n)。
[0055]
步骤三一：利用三次样条插值进行信道估计；回波的增益导频信息g
rec
(s,p) 除以标准直达波信号的增益导频信息g
sta
(s,p)得到增益导频所在位置处的电离 层信息，记为i
iono
(s,p)，利用i
iono
(s,p)在时间轴方向上进行三次样条插值，再利 用该插值结果在频率轴方向上进行三次样条插值，得到多个符号频域的电离层信 息，记为i
iono
(s,k)。
[0056]
步骤三二：利用电离层信息实现直达波准确重构；对标准直达波频谱 s
sta
(s,k)，按照对应位置乘上电离层信息i
iono
(s,k)得到电离层调制的重构频域信 号，记为s
iono
(s,k)，再对s
iono
(s,k)进行傅里叶逆变换得到电离层调制的重构时域 信号s
iono
(n)。
[0057]
步骤四：采用扩展相消算法，将步骤三中得到的电离层调制的重构时域信号 s
iono
(n)作为参考信号，对监测通道中的回波信号s
rec
(n)进行直达波抑制。
[0058]
扩展相消算法是根据最小二乘算法(least squares，ls)推导得到的。eca 直达波抑制方法如下，根据ls的代价函数：
[0059][0060]
其中，
[0061][0062]
为直达波子空间，式中，s
ref
(n)＝[s
ref
(n),s
ref
(n-1),
…
,s
ref
(n-m-1)]
t
为参考信号集， s
surv
(n)为监测信号集，m为抑制直达波单元个数，通过求解得到滤波器系数：
[0063]
w*＝(xhx)-1
xhs
surv
[0064]
进而得到滤波器输出：
[0065]
e＝s
surv-x(xhx)-1
xhs
surv
＝(i
n-x(xhx)-1
xh)s
surv
[0066]
即根据参考信号构造直达波子空间x，再将检测信号s
surv
(n)投影到与x正 交的子空间上，抑制直达波信号。
[0067]
实施例2：
[0068]
本实施例2应用于实施例1一种改进的高频外辐射源雷达时域直达波抑制 方法的具体按照以下步骤实施。
[0069]
本实施例一种改进的高频外辐射源雷达时域直达波抑制方法具体是按照以 下步骤实施的：
[0070]
标准直达波信号由实测回波数据解调重构得到，实测数据的主要系统参数如 表1所示，后续处理皆为仿真实验，其中仿真目标主要参数如表2所示：
[0071]
表1雷达系统参数
[0072][0073]
表2仿真目标参数设置
[0074][0075]
步骤一：对drm实测回波信号进行解调-重构得到标准直达波时域信号 s
sta
(n)，再对s
sta
(n)每个符号进行傅里叶变换得到每个符号的频谱s
sta
(s,k)，由 于增益导频位置信息在每一个传输帧中是确定的，以固定的排列方式分布，如图 2所示，白色部分为增益导频在每个传输帧里的位置。根据协议中增益导频的排 列方式可以提取出标准直达波每个ofdm符号频域中的增益导频信息g
sta
(s,p)。
[0076]
步骤二：仿真生成电离层和回波，绘制rd谱，并从回波中提取增益导频信 息；
[0077]
步骤二一：仿真生成电离层；根据步骤一得到的标准直达波信号的频域 s
sta
(s,k)，仿真生成电离层频域信息i
sta
(s,k)，图3a为仿真电离层幅度信息，图 3b为仿真电离层相位信息。
[0078]
步骤二二：仿真生成回波，绘制rd谱；将s
sta
(s,k)和i
sta
(s,k)对应位置相乘 后逆傅里叶变换得到理想电离层调制的直达波s
iosta
(n)，利用s
iosta
(n)生成带有一 定时延和多普勒频率的仿真目标s
tar
(n)的仿真回波s
rec
(n)，图3c为带有仿真目 标后仿真回波的rd谱。
[0079]
步骤二三：从回波中提取增益导频信息；对s
rec
(n)每个符号进行傅里叶变换 得到每个符号的频谱s
rec
(s,k)，根据步骤一中的增益导频位置提取出回波增益 导频信息g
rec
(s,p)。
[0080]
步骤三：利用三次样条插值进行信道估计得到电离层信息，再利用电离层信 息实现直达波准确重构；
[0081]
步骤三一：利用三次样条插值进行信道估计；将回波的增益导频信息 g
rec
(s,p)与标准直达波信号的增益导频信息g
sta
(s,p)对应位置相除可以得到增 益导频所在位置处的电离层信息i
iono
(s,p)，先对i
iono
(s,p)在时间轴方向上进行三 次样条插值，再利用该插值结果在频率轴方向上进行三次样条插值，得到频域的 电离层信息i
iono
(s,k)，如图4a为插值得到的电离层幅度信息，图4b为插值得到 的电离层相位信息。
[0082]
步骤三二：利用电离层信息实现直达波准确重构；将标准直达波频谱 s
sta
(s,k)按照对应位置乘上电离层信息i
iono
(s,k)得到电离层调制的直达波频域 信号s
iono
(s,k)，再对s
iono
(s,k)进行傅里叶逆变换得到电离层调制的直达波时域信 号s
iono
(n)。
[0083]
步骤四：将步骤一中的标准直达波信号s
sta
(n)作为扩展相消算法的参考信号， 对步骤二中得到的仿真回波s
rec
(n)进行直达波抑制处理，如图5a为抑制后的rd 谱；将步骤三中得到的电离层调制的直达波信号s
iono
(n)作为扩展相消算法的参 考信号，对步骤二中得到的仿真回波s
rec
(n)进行直达波抑制处理，如图5b为抑 制后的rd谱；比较二者的抑制效果如图5c以及图5c的局部放大图5d。
[0084]
表3直达波抑制结果
[0085][0086]
表4目标信噪比改善
[0087][0088]
仿真结果证明：
[0089]
对比图3a、3b与4a、4b可知，对增益导频位置处的电离层信息利用三次样 条插值还原所有子载波处的电离层信息取得了很好的效果，电离层的幅度和相位 信息都得到较好的还原，为后续更好地进行直达波抑制处理奠定了基础。
[0090]
对比图3c、5a、5b可知，在第277多普勒单元、401距离单元处，图3c抑 制直达波之前并不能看到目标，采用传统直达波抑制处理如图5a能看到目标， 但并不明显，而采用本发明所提出的算法进行直达波抑制后如图5b能明显看到 目标显露出来。
[0091]
观察图3c、5a、5b、5c、5d，两种方法直达波的抑制结果如表3所示，目标 信噪比改善如表4所示。传统直达波抑制算法抑制度为9.5211db，目标信噪比 改善11.5846db；而经过增益导频信息插值改进后的直达波抑制度达到 21.6033db，目标信噪比改善26.6474db；改进后的算法直达波抑制度比传统直 达波算法多抑制12.0822db，目标信噪比多改善了15.0628db。本发明所用方法 对直达波的抑制有更好的效果，大幅度改善了直达波抑制度和目标信噪比，同时 在第277多普勒单元、401距离单元处仿真目标明显显露出来，噪底降低，可以 证明本方法的有效性。
[0092]
上面对本发明优选实施方式作了详细说明，但是本发明不限于上述实施方式， 在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提 下做出各种变化。
[0093]
不脱离本发明的构思和范围可以做出许多其他改变和改型。应当理解，本发 明不限于特定的实施方式，本发明的范围由所附权利要求限定。