专利名称：对传感器信号线性化及温度补偿的电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及容性传感器信号的线性化和温度补偿，因为这些传感器的电容量相对被测试对象(如压力)和温度常常呈现出非线性关系。
容性传感器可作为容性压力传感器用于测量压力，或作为容性湿度传感器用于测量湿度，也可用来检测由于涡流计中卡尔曼涡流而导致的压力变化。
美国专利5257210号已综合介绍了如何对被测对象中的有误部分进行线性化和补偿。这种线性化和补偿的原则是只有先从被测对象取得一个电信号(下称“传感器信号”)，然后才能针对每次的干扰变化使另一个传感器产生的干预信号作用于传感器信号上。
因此，在涉及带有测量电容器和基准电容器的容性压力传感器的美国专利5257210号之实施例中，干扰信号都是经过处理的，而且只是在测量和基准电容器之后的线路利用电荷传输经过量化的开关式电容器与传感器信号一并处理的。为实现这一目的，需要加配几个由时钟信号控制的功能单元，此时钟信号的计时周期是基本时钟信号的40倍。这些功能单元的电路结构相当复杂，所以需要的元件总数量十分可观，而且，在旧有技术线路产生出经过补偿和理想平滑的输出信号之前，40倍于基本时钟信号的周期必须先行结束。
因此，本发明的目的在于提供一种比旧有线路所需元件要少，又能更快地获得经过补偿和平滑的输出信号的线路。
为达到如此目的，本发明的要点是提供一种线路，用于根据容性传感器对传感器信号进行线性化和补偿。此线路的组成包括—一个测量电容器—一个带有连接在工作电位和第一基底电位(即地电位)之间的阻性温度传感器的热变分压器，用来检测测量电容器的温度；—一个供线路输出信号使用的时钟调节电路，通过模似信号作用于测量电容器和基准电容器；调节电路的第一输入端联在工作电位上，第二输入端联在温度传感器上；—一段在时钟控制下可与测量电容器和基准电容器相连的积分线路，其输出端连接在调节电路的第三输入端上，并且作为整个线路的输出端；—一个时钟发生器输出信号(S)应满足以下公式S=U·[a0+a1·vt+(a2+a3·vt)·cv]b0+b1·cv,]]>其中，Cv—以下电容比之一Cv1＝(Cm-Cr)/Cm·，Cv2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)，
Cv3＝(Cm-Cr)/Cr；Cm—测量电容器的电容量；Cr—基准电容器的电容量；V—工作电位；a0—零点调整值，a1—温度系数零点调整值；a2—第一段刻度调整值；a3—温度系数刻度调整值；b0—第二段刻度调整值；b1—线性化调整值；Vt—分压器的热变阻值比。
在本发明的一个最佳实施例中，积分线路包括一个第一积分器和一个第二积分器，第一积分器包括一个在时钟控制下极性颠倒的电容器，第二积分器则在时钟控制下可连到第一积分器的输出端上。
在本发明的另一个最佳实施例中，调节电路包括—第一数字/模拟转换器，用于提供一个正向转换器信号和一个反向转换器信号，其基准输入即是调节电路的第一输入，其第一信号输入是数字化零点调整值(A0)，其第二信号输入是数字化第一刻度调整值(A2)，其第一和第二信号的输入由时钟发生器控制；—第二数字/模拟转换器，用于提供一个正向转换器信号和一个反向转换器信号。其基准输入就是调节电路的第二输入，其第一信号输入是数字化温度系数零点调整值A1，其第二信号输入是数字化温度系数刻度调整值A3，其第一和第二信号输入由时钟发生器控制；—第三数字/模拟转换器，用于提供一个正向转换器信号和一个反向转换器信号。其基准输入即是调节电路的第三输入，其第一信号输入是数字化第二段刻度调整值B0，其第二信号输入是数字化的线性化调整值B1，其第一和第二信号输入由时钟发生器控制；—一个第一加法器和一个第二加法器，每个加法器有一个输出端和六个输入端。第一加法器的第一和第二输入端借助第1和第2开关分别接收第三数字/模拟转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第一和第二输入端借助第3和第4开关分别接收第三数字/模拟转换器的正向和反向转换器信号，第一加法器的第三和第四输入端借助第5和第6开关分别接收第一数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第三和第四输入端借助第7和第8开关分别接收第一数/模转换器的正向和反向转换器信号，第一加法器的第五和第六输入端借助第9和第10开关分别接收第二数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第五和第六输入端借助第11和第12开关分别接收第二数/模转换器的正向和反向转换器信号，同时，第一加法器和第二加法器的输出端借助于第13和第14开关分别连接到测量电容器上，并借助于第15和第16开关分别连接在基准电容器上，测量电容器和基准电容器远离开关的各终端连接在第一基准电位上。
在本发明另一个最佳实施例中，电容比为Cv1＝(Cp-Cr)/Cp或Cv2＝(Cp-Cr)/(Cp-Cr)，第一积分器包括—第一工作放大器，其反向输入端借助第17开关与测量电容器相连，且借助第18开关与基准电容器相连，第18开关与基准电容器的联接点借助第19开关与第二基准电位相接；其非反向输入端也接在第二基准电位上；其反向输入端通过三个并联支路与输出端相连，并联支路中的第一支路包含串联联接的第20和第21开关；第二支路包含串联联接的第22和第23开关；第三支路包含第24开关。电容器接在第20和第21开关的接点与第22和第23开关的接点之间。在本发明的又一个最佳实施例中，第二积分器包括—第二工作放大器，其反向输入端借助第25开关联接在第20和第21开关的连接点上，并通过一个固定电容器与线路的输出端相连；其非反向输入端接在第二基准电位上。
如果使用的电容比为Cv3＝(Cm-Cr)/Cr，则第26开关必须接在基准电位和第17开关与测量电容器的连接点之间。
在本发明的另一最佳实施例中，积分线路的输出与滤波线路相联接。
在本发明又一个最佳实施例中，为控制第26开关和三个数/模转换器各相应启动信号的输入，时钟发生器从基本时钟信号中产生具有几段正电平和几大段负电平的时钟信号，至少在一个基本时钟信号周期的1/8时间内至少产生一个相应的电平。
本发明的一些特点和优点将通过下面附图中对所示实施例的描述而更加显而易见，其中
图1为本发明第一实施例的电路示意图；图2为本发明第二实施例的电路示意图3为显示更多优点的图1线路的电路示意图；图4为显示更多优点的图2线路的电路示意图；图5显示了在电容比(Cm-Cr)/Cm即将由图3或图4所示线路进行补偿时时钟信号的波形；图6显示了在电容比(Cm-Cr)/(Cm+Cr)即将由图3或图4所示线路进行补偿时时钟信号的波形；图7显示了在电容比(Cm-Cr)/Cr即将由图3或图4所示线路进行补偿时时钟信号的波形；图8为用于本发明线路中的专用电流复制器电路的示意图；图9显示了与图8中的电路相连时使用的电流/电压转换器；图10显示了在图5中所示D段期间内图3线路中的开关位置；图11显示了在图5中所示D2段期间内图3线路中的开关位置；图12显示了在图5中所示D3段期间内图3线路中的开关位置；图13显示了在图5中所示D4段期间内图3线路中的开关位置；图14显示了在图5中所示D5段期间内图3线路中的开关位置；图15显示了在图5中所示D6段期间内图3线路中的开关位置；图16显示了在图5中所示D7段期间内图3线路中的开关位置；
图17显示了在图5中所示D8段期间内图3线路中的开关位置；图18显示了在图5中所示D9段期间内图3线路中的开关位置；图1电路示意图中包含一个电容值为Cm的测量电容器Kn和一个电容值为Cr的基准电容器Kr。在使用压力传感器时，测量电容器Km是与压力有关的，而基准电容器Kr则很可能与压力无关，两个电容器最好都装在压力传感器内。这种容性压力传感器的制作可根据如上述图2中美国专利5257210号或美国专利5005421号实施。
在湿度传感器配有湿感测量电容器(Km)的情况下，可通过加装防潮保护层的方式使普通的湿度传感器丧失对湿度的敏性，从而构成一个基准电容器(Kr)。在许多情况下，这反是个优点，因为基准电容器(Kr)对被测量对象越不敏感，就越可将测得的结果视为一个常量。
为了得到经补偿的模拟输出信号(S)，本发明使用了以下三个电容比中的一个Cv1＝(Cm-Cr)/CmCv2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)Cv3＝(Cm-Cr)/Cr为了产生一个尽可能专用的表示传感器温度度量的信号，也就是为产生一个热变信号，就要使用连接在线路的第一基准电位(SN)和工作电位(u)之间的分压器(71)。它包括一个阻值为(R0)的阻性温度传感器(θ)和一个阻值为(R72)的降压电阻(72)。此分压器的热变阻值比定为Vt，因此，Vt＝Rθ/(Rθ+R72)，而分压器(71)的抽头就会提供一个信号S＝U·Vt＝U·Rθ/(Rθ+R72)。
分压器(71)是最简单的温度传感器，但本发明的范围不仅限于此。如果需要，还可以使用任何合适的结构复杂的与温度有关的网络系统，例如，一个与温度无关的电阻可以与阻性温度传感器并联，或者使用一个热变电桥电路。
第一基准电位(SN)最好就是线路中电压基准点的电位。否则第一基准电位(SN)值可以近似为诸如工作电位(u)的一半。
和上述美国专利5257210中所描述的线路不同，在本发明中提出的调节电路(30)可直接作用于测量电容器(Km)和基准电容器(Kr)，以利于线性化和温度补偿。由调节电路(30)提供的模拟信号在时钟控制下可直接作用于测量电容器(Km)和基准电容器(Kr)，因此补偿信号被馈入测量和基准电容器(Km，Kr)，而线路的输出信号(S)也就具有了理想的线性及温度补偿波形。
这种直接作用于传感器信号的方法使它的应用十分简单，此外还使它可以简单方法用于生成下面介绍的影响线性化和温度补偿信号，刻度调节信号，零点调节信号等。
调节电路(30)由时钟发生器(61)产生的时钟信号控制(见下文)，调节电路(30)的第一输入端指在工作电位(u)上，第二输入端接在热度分压器(71)的抽头上，即温度传感器(θ)和电阻(72)的连接点上。
在时钟控制下连接到测量电容器(Km)和基准电容器(Kr)上的线路为积分线路(50)，其输出就是整个线路的输出并提供输出信号(S)。此输出接到调节电路(30)的第三输入端上。
如果需要，输出信号(S)可以通过滤波线路(55)进行平滑处理，最简单的平滑方法是必须将具有足够电容量的滤波电容器连接在积分线路(50)的输出端上，如图3所示。
在本发明中，输出信号满足下列公式S=U·[a0+a1·v1+(a2+a3·v1)·Cv]b0+b1·Cv]]>式中，Cv—为以下电容比中的一个Cv1＝(Cm-Cr)/Cm，Cv2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)，Cv3＝(Cm-Cr)/Cr；Cm—测量电容器Km的电容量；Cr—基准电容器Kr的电容量；U—工作电位；a0—零点调整值，a1—温度系数零点调整值；a2—第一段刻度调整值；a3—温度系数刻度调整值；b0—第二段刻度调整值；b1—线性化调整值；Vt—分压器(71)的热变阻值比。
调节电路(30)包括第一、二、三数/模转换器(31、32、33)，每个转换器分别提供一个正向转换器信号和一个反向转换器信号。这两个转换器信号对第一基准电位(SN)而言大小相等。各反向转换器信号可以取自相应的正向转换器信号，例如，可利用模拟乘法器乘上一个系数(-1)即可得到。
三个数/模转换器(31，32，33)的每个数字化输入信号为A0，A1A2，A3，B0，B1，这些信号均由上述调整值如a0，a1，a2，a3，b0，b1形成，也可以来一个电子存储器，如可存储这些信号的电可擦只读存储器(EEPROM)。然而也可以用对应于模拟调整值a0，a1，a2，a3，b0，b1的数字值直接形成，并通过诸如适当的数据母线将它们直接应用于数/模转换器上。
每个数/模转换器(31，32，33)都有一个基准输入。这些基准输入是由代表与各数/模转换有关的相应值的不同的模拟信号形成的。与各数字化输入信号有关的是一个信号启动输入，因此每个数/模转换器有两个信号启动输入，每个都由来自时钟发生器(61)的时钟信号(T27，T28)中的一个来形成。
第一个数/模转换器(31)的基准输入端就是调节电路(30)的第一输入端，如上所述，它联接在工作电位(V)上。第一数/模转换器(31)的第一信号输入端馈入的是数字化的零点调整值(A0)而第二信号输入端馈入的是数字化的第一刻度调整值(A2)。
第二数/模转换器(32)的基准输入端是调节电路(30)的第二输入端。这一输入端联接在热变分压器(71)的抽头上，因此也就与热变信号(U·Vt)相通。第二数/模转换器(32)的第一信号输入端馈入的是数字化的温度系数零点调整值(A1)，而第二信号输入端馈入的是数字化的温度系数刻度调整值(A3)。
第三数/模转换器(33)的基准输入端是调节电路(30)的第三输入端，如上所述，它接收输出信号(S)。第三数/模转换器(33)的第一信号输入端馈入的是数字化的第二刻度调整值(B0)，而第二信号输入端馈入的是数字化的线性调整值(B1)。
调节电路(30)还包括每个均有六个输入端和一个输出端的一第一加法器(41)和第二加法器(42)。
第一加法器(41)的第一和第二输入端分别借助第1和第2开关(1，2)接收第三数/模转换器(33)的正向和反向转换器信号。
第二加法器(42)的第一和第二输入端分别借助第3和第4开关(3，4)接收第3数/模转换器(33)的正向和反向转换器信号。
第一加法器(41)的第三和第四输入端分别借助第5和第6开关(5，6)接收第一数/模转换器(31)的正向和反向转换器信号。
第二加法器(42)的第三和第四输入端分别借助第7和第8开关(7、8)接收第一数/模转换器(31)的正向和反向转换器信号。
第一加法器(41)的第五和第六输入端分别借助第9和第10开关(9、10)接收第二数/模转换器(32)的正向和反向转换器信号。
第二加法器(42)的第五和第六输入端分别借助第11和第12开关(11，12)接收第二数/模转器(32)的正向和反向转换器信号。
远离开关的测量电容器(Km)和基准电容器(Kr)的各端均接在第一基准电位(SN)上。由于分压器(71)和工作电位(u)也与第一基准电位(SN)有关，所以在本线路中只处理比值。
第一和第二加法器(41、42)的输出端通过第13开关(13)和第14开关(14)分别接在测量电容器(Km)上，并通过第15和第15开关(15，16)分别接在基准电容器(Kr)上。
图2为第二个实施例的示意电路图。与图1中第一个实施例的不同点在于去掉了三个数/模转换器(31，32，33)，代之以有中间抽头的电阻(Ra0，Ra1，Ra2，Ra3，Rb0，Rb1)，由它们产生模拟调整量(a0，a1，a2，a3b0，b1)。
图2左边的纵向虚线表示的是线路设备的分界线例如，带抽头的电阻可以运用混合技术来形成而位于分界线右边的线路部分可以运用半导体单片式集成电路来实现。
如果允许本线路的使用者至少部分改变调节量，则带抽头的电阻将作为分压器来制作。如果线路由厂家预先设置，则带抽头的电阻最好被做成激光调整的半导体或薄膜电阻。
每个带抽头的电阻(Ra0，Ra2)作为分压器连接在第一基准电位(SN)和工作电位(u)之间。电阻(Ra0，Ra2)的抽头通过另外的开关(271，281)分别连接到模拟转换器(I1)的输入端和第5、第7开关(5，7)上。模拟转换器(I1)的输出端连在第6和第8开关(6，8)上。开关(271)接收时钟信号(T27)，开关(281)则接收时钟信号(T28)。
带抽头电阻(Ra1，Ra3)的抽头通过另一些开关(272、282)分别连接在温度传感器(θ)的非地电位一端模拟转换器(I2)的输入端及第9、第11开关(9、11)上。模拟转换器(I2)的输出端连在第10和第12开关(10，12)上。开关(272)接收时钟信号(T27)，开关(282)接收时钟信号(T28)。因此，图2中的两个分压器相当于图1中的分压器(71)，并且每个分压器都包括有温度传感器(θ)，两个分压器在相关电阻开关(272，282)分别关闭时才能工作。
电阻(Rb0，Rb1)以每个抽头作为分压器连接在第一基准电位(SN)和线路输出端之间；因此这些电阻可以接收经过平滑的输出信号(S)。电阻(Rb0，Rb1)的抽头，通过另一些开关(273，283)分别连在模拟转换器(I3)的输入端和第1、第3(1，3)开关上。模拟转换器(I3)的输出端连在第2和第4开关(2，4)上。开关(273)上接收时钟信号(T27)，开关(283)则接收时钟信号(T28)。
在分别显示图1和图2线路的最佳实施例的图3和图4中，只有位于右侧部分的线路才与图1、2中的有区别，所以只需介绍在右半部分线路，它们是图1、2中积分线路(50)的最佳实施例。
测量电容器和基准电容器(Km，Kr)上出现的信号在时钟的控制下作用于第一积分器(51)。第一积分器包括第一工作放大器(53)，其倒向输入端通过第17开关(17)连在测量电容器(Km)上，通过第18开关(18)连在基准电容器(Kr)上，并借助第18开关和基准电容器的连接点通过第19开关(19)连在第二基准电位(Ur)上。
第二基准电位(Ur)不同于地电位和工作电位(u)，其电位值能更近似地位于第一基准电位值(SN)和工作电位值(u)中间。因而，如果工作电位(u)值固定在+5V，则第二基准电位值(Ur)将被选择于+2.5V左右。
第一工作放大器(53)的非倒向输入端也连在第二基准电位上，其倒向输入端通过三个并联支路连在输出端上。第一个并联支路包含串联的第20和第21开关(20，21)；第二个并联支路包含串联的第22和第23开关(22，23)；第三个并联支路包含第24开关(24)。极性必须颠倒的电容器(Ku)连在第22和第23开关的连接点与第20和第21开关的连接点之间；后一个连接点也是第一个积分器(51)的输出端。
出现在第一积分器(51)的输出端上的信号在时钟控制下作用于第二积分器(52)，后者包括第二工作放大器(54)，其倒向输入端通过第25开关(25)与第20和第21开关的连接点相连，并通过一个固定电容器(Kf)与线路的输出端相连，而其非倒向输入端与第二基准电位(Ur)相连。
在所述线路中，信号的处理是基于电容比Cv1＝(Cm-Cr)/Cm或Cv2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)。如果取电容比为Cv3＝(Cm-Cr)/Cr，则第26开关(26)必须置于第二基准电位(Ur)与第17开关和测量电容器(Km)的连接点之间。
时钟发生器(61)根据基本时钟信号产生28个时钟信号(T1…T28)，用于控制26个开关(1…26)和三个数/模转换器(31，32，33)相应的信号启动输入(参见图5-7)。时钟信号T1…T28均有几段正电平(H)和几大段负电平(L)。每个电平至少会在基本时钟周期D＝∑(D1…D8)的一个1/8的阶段(D1…D8)内出现。
相应的电平(H)促使26个开关和三个数/模转换器(31，32，33)的六个信号启动输入的开关转入导通状态，而相应的电平(L)促使三个开关转入非导通状态。这些开关最好由电子元件构成，如晶体管，特别是绝缘栅场效应管。
时钟信号(T1…T28)是从时钟发生器(61)中具有相等于D1周期的振荡信号转化而来的，即通过频率分割和分频信号的逻辑组合转化而来。凡擅长于本技术的人员对此是很熟悉的。上述基本时钟信号则是通过将振荡器信号频率除以8而得到的。
例如，图5中的时钟信号(T13，T17)是通过将振荡器信号除以2而得到的，并且两个信号的相序相差180°。图5中的时钟信号(T4，T7，T11)也来自基本时钟信号，且它们的电平(H)出现在周期(D)的第五个1/8阶段(D5)。
现在，将详细介绍各电平(H、L)对各1/8时钟信号周期段的作用及其影响。
图5显示了在取电容比为Cv1＝(Cm-Cr)/Cm的情况下，在一个基本时钟信号周期(D)内时钟信号(T)的波形。从中可见，有几个时钟信号始终保持(L)电平，这些信号即为T14，T26，因此由它们控制的开关(14，26)实际无需工作，也就无需产生时钟信号T14，T26。
图6显示了在取电容比为Cv1＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)的情况下，在一个基本时钟信号周期(D)内时钟信号(T)的波形。这里同样也有几个时钟信号始终保持(L)电平，这些信号即为T14，T15，T19，T26，因此由它们控制的开关(14，15，19，26)实际无需工作，也就无需产生时钟信号T14，T15，T19，T26。
图7显示了在取电容比为Cv1＝(Cm-Cr)/Cr的情况下，在一个基本时钟信号周期(D)内时钟信号(T)的波形。这里同样也有几个时钟信号始终保持(L)电平，这些信号即为T15，T19，因此由它们控制的开关(15，19)无需工作，也就无需产生时钟信号T15，T19。
之所以显示这些无需形成相应电容比的开关和时钟信号是因为在图1-4中显示了用以形成线路的三个不同电容比(Cv1，Cv2，Cv3)如任一个的通用电路。鉴于要显示本发明的分类体系，某一特定电容比所不需要的开关及相对应的时钟信号也分别包括在图1-4和图5-7中。
如果测量仅仅基于三个电容比中的一个，那么那些始终处于(L)电平状态的开关就无需使用，当然也就不需要产生相对应的时钟信号。
从图5-7的时钟信号的波形可看出，在第二个四周期阶段(D5…D8)期间，与第一个四阶段(D1…D4)期间相比，图1和图3中数/模转换器(31，32，33)的各个反向输出信号以及图2和图4中抽头电阻的反向信号是通过相应的开关作用于电容器(Km，Kr)上的。
此外，在图3和图4的实施例中，电容器(Ku)的极性借助有关的开关在第二个四周期阶段(D5…D8)中与在第一个四周期阶段相比是相反的。这种周期性的极性颠倒使得补偿线路中工作放大器的偏置电压的产生成为可能，这种方法也可以叫作“变换技术”。
图8显示的是一个特殊的电流镜像电路的示意图，为区别于普通的电流镜像器，可将它标为“电流复制器”。如果在图2和图4所示的实施例中，即在用电阻作为模拟调整量(a0，a1，a2，a3，b0，b1)发生器的实施例中，将尽可能理想的电压信号输送到加法器(41，42)的输入端，也就是使用从内阻尽可能小的电压源得来的电压，那么，这个电流复制器(80)的使用效果更好。如果用如图2、4中出于简化目的所画的分压器的各抽头，这一条件当然是不能达到的。
图8所示的电流复制器产生一个独立于各分压器抽头电压的电流。然后这个电流通过如图9中所示的电流/电压转换器转换成可由低内阻电压源传输的电压。
更详尽参看图8可以发现两个互补导电型三极管(83，84)的第一个串联组合(81)，它们的控制电流通道串接在工作电位(u)和第一基准电位(SN)之间。
图中还显示了两个互补导电型三极管(85，86)的第二个串联组合(82)，它们的控制电流通道串联在工作电位(u)和第一基准电位(SN)之间。
一种导电型的两个三极管(83，85)的控制端连接在一起，另一种导电型的两个三极管(84，86)的控制端也连接在一起。
图8中所示的每个串联组合(81，82)中三极管的电路符号即为加强型绝缘栅场效应管的符号—三极管(83，85)为P沟道三极管，三极管(84，86)为N沟道三极管，但也可以使用其它型三极管；这取决于所运用的具体技术方法。
第一个串联组合(81)中两个三极管(83，84)的电流通道的交点接在另一个工作放大器(87)的输入端上，工作放大器的非倒向输入端接在第二基准电位(Ur)上。工作放大器(87)有两个相异的输出，其正极与两个三极管(84，86)的控制极的交点相接，其负极与另两个三极管(83，85)的控制极的交点相接。这两极还通过电容器(88，89)分别接到第一个串联组合(81)中三极管的控制电流通道的交点上。
图8中还指明了相对输入电流(I)的电流复制器的工作过程。输入电流(I)分成流经三极管(83)的“正”电流(Ip)，和流经三极管(84)的“负”电流(IN)。各复制的电流(I’p，I’N))分别流经第二个串联组合中的三极管(85，86)，并相加形成复制的电流(I’)。
图9中所示的电流/电压转换器(90)用来将图8中的电流(I’)转换成输出电压(Ua)。为此，电流复制器(80)的输出端必须接到电流/电压转换器(90)的输入端上。后者包括一个工作放大器(91)，此放大器的反向输入端借助一个阻值为(R92)的电阻(92)与自身的输出端相接，它还是电流/电压转换器(90)的输入端，同时，其非反向输入端连在第二基准电位(Ur)上。因此，输出电压为Ua＝I’R92)。
如果将根据本发明设计的线路用作半导体集成电路，则图8、9中的电路可以取得更好使用效果。
图8中电流复制器的一个优点是其输入端不再需要缓冲放大器，因此也不需要放大器的电阻，在使用上述集成电路的情况下，将需要配备具有固有缺点的半导体电阻。另外，电流复制器的偏置电压能通过运用于本发明中的“变换转术”得以补偿(参见上文)。
上述本发明实施例的工作情况将参见图10-18进一步详细说明。图3和图5中的实施例描述的情况是第二基准电位(Ur)等于第一基准电位(SN)，而后者又等于地电位。所述内容是基于使用电容比为Cv1＝(Cm-Cr)/Cm的实施例。
图10-17的各图显示的是开关(1-26)在图5中各相应1/8周期段(D1…D8)内的状态，图18显示的是开关继图17的第8周期段(D8)之后第9周期段(D9)内的状态，其时钟信号与第1周期段(D1)完全相同。在图10-18中，因时钟信号(T1…T26)的(H)电平的作用呈导通状态的开关是用关闭的开关符号加以表示的。
图10-18还用箭头符号显示了跨在电容器(Kn，Kr，Ku，Kf)上的瞬间电压(Um，Ur，Uu，Uf)。在部分图中，还用电流箭头表示了电荷流量(dQm，dQr，dQ)。
电压(Um，Ur，Uu，Uf)和电荷(dQm，dQr，dQ)都标出了相应周期段的序号，这样Um1即表示属于周期段(D1)。以下，电容器(Ku，Kf)的电容量分别用Cu和Cf表示。
周期段(D1)期间的开关状态显示在图10中。在这个阶段中，
开关(2，3，5，8，9，12，13，16，22，23，24，25)呈吸合状态。这样由于其它开关，尤其是开关(17，18，19，26)处于打开状态，所以只有调节电路(30)作用于电容器(Km，Kr)。在时钟信号(T28)的作用下数字信号(A2，A3，B1)被输送到三个数/模转换器(31，32，33)，以致模拟信号(±a2±a3±b1)便出现在相应的转换器输出端上。这样，信号(+a2、+a3、-b1)被输送至加法器(41)，而信号(-a2，-a3，+b1)被输送到加法器(42)。
于是，下列等式成立Um1＝-b1·s+(a2+a3·Vt)·u (11)Ur1＝+b1·s-(a2+a3·Vt)·u (21)Uu1＝0 (41)Uf1＝s (51)周期段(D2)期间的开关状态显示在图11中。这时，开关(17，18，21，22)处于吸合状态。调节电路(30)与电容器(Km，Kr)断开，后者的电荷被输送到电容器Ku，由于所有其它开关都处于打开状态，且工作放大器(53)的反向输入实际为地电位，即电压为OV，所以在周期段(D2)期间，各电容器(Km，Kr)的两端电位也为OV因此，下列等式成立dQm2＝(Um2-Um1)·Cm＝-[-b1·S+(a2+a3·vt)·U]·Cm(12)dQr2＝(Ur2-Ur1)·Cr＝-[+b1·S-(a2+a3·vt)·U]·Cr(22)dQ2＝dQm2+dQr2＝+[+b1·S-(a2+a3·vt)·U](Cm-Cr) (32)Uu2＝Uu1-dQ2/Cu＝+[+b1·S-(a2+a3·vt)·U](Cm-Cr)/Cu(42)Uf2＝S (52)
周期段(D3)期间的开关状态显示在图12中。这时开关(2、5、9、13、15、21、22)处于吸合状态。调节电路(30)为电容器(Km，Kr)供电，但电压与图10中的不同。其它开关全处于开路状态。时钟信号(T27)导致数字信号(A0，A1，B0)被输送到三个数/模转换器(31，32，33)中，因此模拟信号(±a0，±a1，x±b0)出现在相应转换器的输出端。这样，信号(+a0，+a1-b0)作用于加法器(41)，与此同时加法器(42)不接收任何信号。
因此，下列等式成立Um3＝-b0·S+(a0+a1·vt)·U (13)Ur3＝Um3＝-b0·S+(a0+a1·vt)·U (23)Uu3＝Uu2＝+[+b1·S-(a2+a3·vt)·U](Cm-Cr)/Cu(43)Uf3＝S (53)周期段(D4)期间的开关状态显示在图13中。这时开关(17，19，21，22)处于吸合状态。调节电路(30)与电容器(Km，Kr)断开，电容器(Kr)向地电位放电，以致只有电容器(Km)向电容器(Kr)充电。由于其它开关均处于开启状态且工作放大器(53)的反向输入实际就是地电位，即OV电压，所以在周期段(D4)期间电容器(Km)两端的电位也为OV。
因此，下列等式成立dQm4＝(Um4-Um3)·Cm＝-[-b0·S+(a0+a1·vt)·U]·Cm(14)dQr4＝Ur4＝0(24)dQ4＝dQm4＝-[-b0·S+(a0+a1·vt)·U]·Cm(34)Uu4＝Uu3+dQ4/Cu＝[b1·S-(a2+a3·vt)·U]·(Cm-Cr)/Cu-[-b0·S+(a0+a1·vt)·U]·Cm/Cu(44)Uf4＝Uf3＝Uf2＝S (54)
周期段(D5)期间的开关状态显示在图14中。这时开关(1，4，6，7，10，11，13，16，22，23，24，25)处于吸合状态。调节电路(30)向电容器(Km，Kr)供电，但电压与图10和图12中的不同。其它开关均处于开启状态。如图10中所示，时钟信号(T28)致使数字信号(A2，A3，B1)被传送到三个数/模转换器(31，32，33)中，进而模拟信号(±a2，±a3±b1)出现在相应的转换器输出端上；然而作用于加法器(41，42)上的信号不是图10所示的那些信号，而是相对应的反向信号，即通向加法器(41)的信号(-a2，-a3，+b1)和通向加法器(42)的信号(+a2，+a3，-b1)。
因此，下列等式成立Um5＝+b1·S-(a2+a3·vt)·U (15)Ur5＝-b1·S+(a2+a3·vt)·U (25)dQf5＝(Uu5-Uu4)·Cu＝＝-[+b1·S-(a2+a3·vt)·U]·(Cm-Cr)-[+b0·S-(a0+a1·vt)·U]·Cm＝-k1·(Cm-Cr)-k2·Cm(35)Uu5＝0 (45)Uf5＝Uf4+dQf5/Cf＝S-k1·(Cm-Cr)/Cf-k2·Cm/Cf(55)周期段(D6)期间的开关状态显示在图15中。开关(17，18，20，23)处于吸合状态。调节电路(30)与电容器(Km，Kr)断开，后者的电荷被传送到电容器(Ku)上。由于其它所有开关都处于开启状态且工作放大器(53)的反向输入实际为地电位，即OV，所以在周期段(D6)期间，每个电容器(Km，Kr)的两端电位也为OV。因此，下列等式成立dQm6＝(Um6-Um5)·Cm＝-[+b1·S-(a2+a3·vt)·U ]·Cm(16)dQr6＝(Ur6-Ur5)·Cr＝-[-b1·S+(a2+a3·vt)·U ]·Cr(26)dQ6＝dQm6(+dQr6＝-[+b1·S-(a2-+a3·vt)·U](Cm-Cr)(36)＝-k3·(Cm-Cr)Uu6＝Uu5-dQ6/Cu＝k3·(Cm-Cr)/Cu(46)Uf6＝Uf5＝S-k1·(Cm-Cr)/Cf-k2·Cm/Cf(56)周期段(D7)期间的开关状态显示在图16中。这时开关(1，6，10，13，15，20，23)处于吸合状态。调节电路(30)向电容器(Km，Kr)供电，但电压与图10中的不同。其它所有开关都处于开启状态。时钟信号(T27)致使数字信号(A0，A1，B0)被输送到三个数/模转换器中，进而模拟信号(±a0，±a1，±b0)出现在相应的转换器的输出端上。这样，信号(-a0，-a1，+b0)作用于加法器(41)与此同时加法器(42)没有接收到任何信号。
因此，下列等式成立Um7＝k2＝+b0·S-(a0+a1·vt)·U (17)Ur7＝Um7＝k2(27)Uu7＝Uu6＝+k3·(Cm-Cr)/Cu(47)Uf7＝Uf6＝S-k1·(Cm-Cr)/Cf-k2·Cm/Cf(57)周期段(D8)期间的开关状态显示在图17中。开关(17，19，20，23)处于吸合状态，调节电路(30)与电容器(Km，Kr)断开，并且电容器(Kr)向地电位放电，以致只有电容器(Km)向电容器(Ku)
充电。由于其它所有开关都处于开启状态且工作放大器的反向输入实际为地电位，即OV，所以在周期段(D8)期间电容器(Km)两端的电位也为OV。
因此，下列等式成立dQm8＝(Um8-Um7)·Cm＝-[+b0·S-(a0+a1·vt)·U]·Cm＝-k4·Cm(18)dQr8＝Ur8＝0 (28)dQ8＝dQm8＝-k4·Cm(38)Uu8＝Uu7-dQ8/Cu＝+k3·(Cm-Cr)/Cu+k4·Cm/Cu(48)Uf8＝Uf7＝S-k1·(Cm-Cr)/Cf-k2·Cm/Cf(58)到了与周期段(D1)相对的周期段(D9)，一个循环期即告完成。周期段(D9)期间的开关状态显示在图18中。这时一方面，开关(2，3，5，8，9，12，13，16，22，23，24，25)处于吸合状态，如图10中所示，由于其它开关，特别是开关(17，18，19，26)处于开启状态，所以仅调节电路(30)作用于电容器(Km，Kr)。时钟信号T28致使数字信号(A2，A3，B1)被输送到三个数/模转换器(31，32，33)中，以致模拟信号(±a2，±a3，±b1)出现在相应的转换器的输出端上。这样，信号(+a2，+a3，-b1)再次被传送到加法器(41)，信号(-a2，-a3，+b1)则被传送到加法器(42)。
另一方面，电荷在积分器(51，52)的电容器(Ku，Kf)之间传送。由于开关(17，18)处于开启状态，电荷不能作用于测量电容器和基准电容器(Km，Kr)上。
除了上述等式(11)…(51)外，还有下列等式成立dQf9＝(Uu9-Uu8)·Cu＝[-k3·(Cm-Cr)/Cu-k4·Cm/Cu]·Cu(19)
Uu9＝0 (49)Uf9＝Uf8+dQf9/Cf＝S-(k1+k3)(Cm-Cr)/Cf-(k2+k4)Cm/Cf(59)如果(i)是8个周期阶段(D1…D8)循环的连续序号，则下列通用关系式是正确的S8·(i+1)+1＝S8·i+1-(k1+k3)(Cm-Cr)/Cf-(k2+k4)Cm/Cf(6)如果i＝0，则等式(6)变成S9＝S1-(k1+k3)(Cm-Cr)/Cf-(k2+k4)Cm/Cf(7)若假定工作放大器是理想的放大器，则在稳定状态下列等式成立S8·(i+1)+1＝S8·i+1；k1＝k3；k2＝k4.
这样，等式(6)右边的第二项与第三项的和必须为零2(Sb1-Ua2-Ua3vt)(Cm-Cr)/Cf+2(Sb0-Ua0-Ua1vt)Cr/Cf＝S(b0+b1Cv1)-U[a0+a1vt+(a2+a3vt)CV1]＝0S=U·a0+a1vt+(a2+a3vt)cV1b0+b1cV1----(8)]]>等式(8)与权利要求1中给出的关系是一致的，这一条件是使用本发明线路必须予以满足的。
权利要求
1.一种用于对从容性传感器上得到的传感器信号进行线性化和温度补偿的电路，包括—一个测量电容器；—一个带有联接在工作电位和第一基准电位特别是地电位之间的阻性温度传感器的温感分压器，用于检测测量电容器的温度；—一个用于电路信号输出的时钟调节电路，它利用模拟信号对测量电容器和基准电容器发生作用，调节电路的第一输入端联在工作电位上，第二输入端联在温度传感器上；—一个在时钟控制下可连接在测量电容器和基准电容器上的积分级电路，其输出端连接在调节电路的第三输入端上，并作为整个电路的输出端；—一个时钟发生器，其输出信号(S)满足以下公式S=U·[a0+a1·vt+(a2+a3·vt)·cv]b0+b1·cv,]]>式中Cv下述电容比中的一个Cv1＝(Cm-Cr)/Cm，Cv2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)Cv3＝(Cm-Cr)/Cr；Cm测量电器的电容量；Cr基准电容器的电容量；U工作电位；a0零点调整值，a1温度系数零点调整值；a2第一段刻度调整值；a3温度系数刻度调整值；b0第二段刻度调整值；b1线性化调整值；Vt分压器的温感热变阻值比。
2.如权利要求1中所述电路，其积分电路包括—带有电容器的第一积分器，其极性必须在时钟控制下颠倒；—在时钟控制下可接到第一积分器输出端的第二积分器。
3.如权利要求1中所述电路，其调节电路包括—第一数/模转换器，用于提供一个正向转换器信号和一个反向转换器信号，其基准输入是调节电路的第一输入，其第一信号输入由数字化零点调整值(A0)提供，其第二信号输入由数字化第一刻度调整值(A2)提供，其第一和第二信号启动输入由时钟发生器控制。—第二数/模转换器，用于提供一个正向转换器信号和一个反向转换器信号，其基准输入就是调节电路的第二输入，其第一信号输入由数字化温度系统零点调整值(A1)提供，其第二信号输入由数字化温度系数刻度调整值(A3)提供，其第一和第二信号启动输入由时钟发生器控制；—第三数/模转换器，用于提供一个正向转换器信号和一个反向转换器信号，其基准输入是调节电路的第三输入，其第一信号输入由数字化第二段刻度调整值(B0)提供，其第二信号输入由数字化线性调整值(B1)提供，其第一和第二信号启动输入由时钟发生器控制；—一个第一加法器和一个第二加法器，每个加法器有一个输出端和六个输入端。第一加法器的第一和第二输入端借助第1和第2开关分别接收第三数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第一和第二输入端借助第3和第4开关分别接收第三数/模转换器的正向和反向转换器信号，第一加法器的第三和第四输入端借助第5和第6开关分别接收第一数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第三和第四输入端借助第7和第8开关分别接收第一数/模转换器的正向和反向转换器信号，第一加法器的第五和第六输入端借助第9和第10开关分别接收第二数/模转换器的正向和反向转换器信号，第二加法器的第五和第六输入端借助第11和第12开关分别接收第二数/模转换器的正向和反向转换器信号，同时，第一和第二加法器的输出端借助第13和第14开关分别连到测量电容器上，并借助第15和第16开关分别连接基准电容器上，测量电容器和基准电容器远离开关的各端连接在第一基准电位上。
4.如权利要求2中说明的电路，使用电容比为Cv1＝(Cm-Cr)/Cm或Cv2＝(Cm-Cr)/(Cm+Cr)时，其第一积分器包括—一个第一工作放大器，其反向输入端借助第17开关与测量电容器相连，且借助第18开关与基准电容器相连，其第18开关与基准电容器的联接点借助第19工关与第二基准电位相接，其非反向输入端也与第二基准电位相接，其反向输入端借助三个并联支路与输出端相连，并联支路中的第一支路包含串联联接的第20和第21开关，第二支路包含串联联接的第22和第23开关，第三支路包含第24开关，而电容器接在第20和第21开关的接点与第22和第23开关的接点之间。
5.如权利要求2中说明的电路，其中的第二积分器包括—第二工作放大器，其反向输入端借助第25开关接在第20和第21开关的接点上，并借助一个固定电容器与电路的输出端相连，其非反向输入端与第二基准电位相接。
6.如权利要求4中说明的电路，使用电容比为Cv3＝(Cm-Cr)/Cr时，它包括连接在第二基准电位与第17开关和测量电容器接点之间的第26开关。
7.如权利要求1中说明的电路，它包括一个连接在积分级电路输出端上的滤波级电路。
8.如权利要求1-7中说明的电路，其中，为控制所有26个开关和三个数/模转换器各自的信号启动输入，时钟发生器从基本时钟信号中产生具有正电平和几大段负电平的时钟信号，在至少一个基本时钟信号1/8周期段内产生一个相应的电平。
全文摘要
传感器信号温度补偿及线性化的线路，这里提供的用于对容性传感器的传感器信号进行线性化及温度补偿的线路，只需少量元件，并且能很快地得到补偿输入信号。该线路包括测量电容器；热变分压器，用于检测测量电容器的温度；时钟调节电路，一段在时钟控制下可以连接到测量电容器和基准电容器上的积分线路，输出端即为整个线路的输出端；时钟发生器，输出信号(S)为S＝U·[a
文档编号G01D5/12GK1132349SQ95118560
公开日1996年10月2日 申请日期1995年11月8日 优先权日1994年11月11日
发明者皮特鲁斯·N·西辛克, 乔格·旋内德, 理查德·瓦格纳, 马丁·米勒 申请人:恩德莱斯和豪瑟尔股份有限公司, 恩威科.迈斯和莱格尔泰尼克股份有限公司, 维加.格里沙伯公司