076] 而二x(2:D: (n-D巧）），
[0077] X3=x(3:D: (n-D+3)),
[0078] ......，
[00巧]X。二X值：D:n);
[0080] 步骤2 :根据通道个数D，生成值·kl)阶低通FIR滤波器，L为设定的每个通道 滤波器的阶次，得到滤波器系数f(1:1:D·L)，滤波器系数的长度为值·L)，f(1:1:D·L)的 的第一个数、第二个数和最后一个数均用分号隔开，括号中的第一个数代表滤波器系数的 第一个数的序号，括号中的D·L代表滤波器系数的最后一个数的序号，括号中的第二个数 代表滤波器系数序号的步长，对该滤波器系数f(1:1:D·?进行序列抽样，产生D个通道的 并行滤波器系数，即多相滤波器系数，每个并行滤波器系数长度为L;
[00川 D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数fi、f2、f3、…，f。依次为：
[0082] fi=f(l:D:值·L-D+1))，
[0083]f2=f(2:D:(D·L-D巧）），
[0084]f3=f3:D:值·L-D+3))， 阳0化]......，
[0086]f〇=f值：D:D·L);
[0087] 根据多相滤波器系数fi、f2、f3、…，f。，对步骤1中输出的并行抽取后的D个通道 并行信号进行多相滤波，即进行卷积运算"*"，得到信号hi、h2、h3、……、hD为：
[0088] hi= X
[0089] li2=X2*f2，
[0090] ha= X 3*f3,
[0091] ......， 阳092]hD=XD*fn；
[009引式中h剧hD分别为第一个通道到最后一个通道的并行信号多相滤波后的信号；
[0094] 步骤3 :设步骤2中输出信号中包含的元素数为J，即h泡含：元素h1 (1)、hi似、 hi(3)、…、hi(J)，1?包含：元素h2 (1)、1? 似、1? (3)、…、1? (J)也包含：元素h3 (1)、1? 似、 h3(3)、-.,113 0) ; 包含：元素hD(l)、hD似、]1。(3)、···、]!〇〇);
[0095] 将步骤2每个输出信号的第1个元素顺序拼接排列得到比i(l)，h2(l)，h3(l)，··· …，h。(1)]，将每个步骤2输出信号的第2个元素顺序拼接排列得到比1似，h2似，h3似，… …，h。(2)]，将每个步骤2输出信号的第3个元素顺序拼接排列得到比1(3)，h2 (3)，h3 (3)，… …，hD(3)]，…，将每个步骤2输出信号的第J个元素顺序拼接排列得到 比1(J)，h2 (J)，hs(J)，……，h。(J)];然后经过DFT变换后得到J个通道的离散傅里叶变化后 的信号gi、拓、拓……gj，每个通道的离散傅里叶变化后的信号的序列长度为D，每个离散傅 里叶变化后的信号gl、g2、拓……gj依次如下：
[0096]gi= DFT比1(1),1?(1)山（1)，……Α(1)]， 阳097]邑2 = DFT比1似，hz似，h]似，……，ho似]， 阳09引邑3 =DFT比 1 (3)，hz(3)，hs(3)，……，h。（3)]，
[0099] ......， 阳100]g尸DFT比1α)，hzα)，hsα)，……，h。α)]; 阳101] 设每个离散傅里叶变化后的信号中包含的元素数为D，每个元素的长度为：每个 离散傅里叶变化后的信号的长度除W D，即gi包含：元素g 1(1)、gi(2)、gi(3)、…、gi值）；邑2包含：元素g2(l)、g2(2)、g2(3)、…、g2值）；g3包含：元素g3(l)、拓似、g3(3)、…、g3值）；gJ 包含邑1(1)、邑1(2)、邑^3)、...、邑^0);
[0102] 将每个离散傅里叶变化后的信号的第1个元素顺序拼接排列得到信号yi，即 [邑1 (1)，拓(1)，拓(1)，……，gj(1)];将每个离散傅里叶变化后的信号的第2个元素顺序拼 接排列得到信号72,即虹似，邑2似，邑3似，……，gj(2)];将每个离散傅里叶变化后的信号 的第3个元素顺序拼接排列得到信号73,即[gi(3)，g2 (3)，g3 (3)，……，gj(3)];将每个离散 傅里叶变化后的信号的第D个元素顺序拼接排列得到信号y。，即[gi值)，拓值)，拓值)，…… ，邑1值）];则71、72、73、...、7〇如下：
[0103] Υι= [gi(D,gzd),gad),......，gi(l)]， 阳104] y2=[邑1似，拓似，拓似，……，gj(2)]， 阳 105] y3=[邑1 做，邑2做，邑3做，......，gj(3)]，
[0106] ......， 阳 107]Yd=[gi做，g2做，g3(D),......，旨;做];
[0108] 步骤4 :对yi、y2、y3、…、y。分别进行FFT频域变化后，得到多通道的频域信息Y1、 Υ2、Υ3、...'Yd，即Υι=FFT(yi)，Y2=FFT(y2)，Υ3=FFT(y3)，……，Υ〇=FFT(y。)，式中FFT 表不FFT变换；
[0109] 步骤5 :将多通道的频域信息进行裁剪，裁剪方式如下：
[0110] 对通道序号小于或等于值/2)的通道中的频域信息，裁剪为频域信息Zi、Z2、 Z3、一^0/如下： 阳111] Zi=Yi((J/4+l) :l:3J/4)， 阳112] Z2=Y2((J/4+1) :l:3J/4)， 阳113] Zs=Y3((J/4+1) :l:3J/4)， 阳114] ……， 阳11 引Zd/2=Υ0/2((J/4+1) :l:3J/4);
[0116] 对通道序号大于D/2的通道中的频域信息，裁剪为频域信息ZW2+U、Z(6/2+?、 2(〇々巧、…、Ζ。如下；
[0117] Z(d/24) =Υ(D/2") (J/4:1: (3J/4-1))，
[01 化]Z(D々巧=Y(D々巧(J/4:1: (3J/4-1))，
[0119] Z(D々巧=Y(D/2巧）Q/4:1: (3J/4-1))， 阳 120] ......， 阳12UΖ〇=Y〇(J/4:l: (3J/4-1));
[0122] 步骤6 :对步骤5输出的多通道频域信息中通道序号小于或等于D/2的通道中的 频域信息，保持不变，得到频域信息Pi、P2、P3、…、P〇)/? ; 阳 123] Pi=Zi， 阳 124] ?2=Z2, 阳 125] ?3=Z3, 阳 126]......，
[01 27] P(D/2)二Z(D/2);
[0128] 对步骤5输出的多通道频域信息中通道序号大于D/2的通道，进行反序操作，得到 频域?曰息P(D/2+1)、P(D/2+2)、P(D/2+3)、…、P抑如下： 阳 129] P(d/24)=WREV狂（d/24))， 阳 130] P(D々巧=WREV狂W2巧）， 阳 131] P(d/2+3) -WREV狂征/2+3))， 阳 132]......， 阳133]P的=WREV狂抑）；
[0134] 式中WREV( ·)表示对（·）中的序列元素进行反序操作，即将Zw2+i>、Ζφ/2+a、Z、…、Z抑中的元素由从小到大排列变为从大到小排列后，得到PW2+U、P(6/2+幻、 P(〇々巧、…、P抑； 阳135] 对反序调整后的各通道序列Pi、？2、P3、…、Pd，根据序号大小进行重排拼接，即： 通道序号小于或等于值/2)的通道，进行通道逆序，得到序列M= [Pw2>，P0)/2u，Pa)/2 2>，… …，Pw]，通道序号大于值/2)的通道，通道序号保持不变，得到序列N= [Pw2W，P0)/2+2：)，P (D/2.3),……，Ρ00]，对N、Μ序列进行交叉排列，得到无盲区数字信道化输出的宽带实时谱Q:
[013引Q- [Ρφ/2+l),P(D/2),P(D/2+2),P(D々 1),P(D/2+3),P(D々幻,......,Ρφ),P(l)]。
[0137] 本发明与现有技术相比具有如下优点：
[0138] 1)本发明通过并行抽取模块、多相滤波模块和DFT模块的处理，降低了高速AD采 样的信号流密度，可根据独立通道分析的结果，选择性的分析个别感兴趣通道信号，缓解了 后续数字信号处理能力的压力。
[0139] 2)本发明在多项滤波模块和DFT模块中，采用了信道重叠划分方法，各通道输出 的各子通道全是有效信道，信息重复少，具有效率高的优点，解决了宽带信号频域全概率检 测的问题。
[0140] 3)本发明通过重叠裁剪模块和信道拼接模块，将经过无盲区数字信道化的信号进 行宽带频谱进行了 "无缝"拼接和计算，得到频谱，可W在整个采样带宽范围内，对拼接的频 谱进行多信号进行全概率检测。 阳141] 4)本发明在DFT模块中采用了DFT结构完成混频，降低了硬件实现的复杂度，解决 了无盲区数字信道化的高效实现问题。 阳1创5)本发明通过并行抽取模块、多相滤波模块和DFT模块的处理，输出到FFT模块中 的各子通道全是有效信道，信息重复少，具有效率高的优点。
【附图说明】
[0143] 图1为实信号的信道划分方法示意图；
[0144] 图2为宽带范围内的信道化全景分析方式示意图；
[0145] 图3为无盲区信道化结构示意图；
[0146] 图4的（a)为原始输入线性调频信号的频谱，化）为线性调频信号经过FFT模块 输出的各通道频谱，（C)为经过信道拼接模块输出线性调频信号的频谱，（d)线性调频信号 经过无盲区数字信道化系统分析的频域与原始频谱的相对误差。 阳147]图5的（a)为原始实测信号的频谱，化）为线性实测信号经过FFT模块输出的各 通道频谱，（C)为经过信道拼接模块输出实测信号的频谱，（d)实测信号经过无盲区数字信 道化系统分析的频域与原始频谱的相对误差。
【具体实施方式】
[0148] 下面就结合附图对本发明【具体实施方式】做进一步介绍。
[0149] 全文中序列表示为（a:b:c)运种格式，如f(a:b:c)函数，代表从a到C步长为 b的一个序列，括号中的第一个数a、第二个数b和最后一个数均用冒号隔开，第一个数 代表滤波器系数f(l:l:D-L)的第一个数的序号，括号中的最后一个数代表滤波器系数 f(l:l:D'L)的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表滤波器系数f(l:l:D'L)的序号 的步长，比如（1 :1 :5)表示序列是1，2,3,4,5，每个数之间的步长为1，序列的第一个数为 1，最后一个数为5 ; (2 :2 :8)表示2,4,6,8,每个数之间的步长为2,第一个数为2,最后一个 数为8;
[0150] 如图1所示，为本发明的信道化划分示意图。无盲区数字信道化系统采用的是 重叠信道划分，相对于传统数字信道化的硬边界信道划分的方式，本系统在通道频域划分 时预留了 50%的交叉重叠带宽，避免信号频点出现在频域划分边界附近，导致信号频域 分析的盲区。设第m通道的归一化中屯、频率为Wm，Wm=虹-(2D-1)/4]X23i/D，其中m= 0, 1，2,…，D-1，Wm为第k信道的归一化中屯、角频率，该通的带宽为f,/D，D为通道个数。在 图1中，实线划分的信道为实际信道，虚线划分的信道为实线对应映射信道，实际信道和映 射信道可W通过频谱元素对调反序取得，通过重叠信道划分，可W有效地解决通道之间的 盲区问题，避免了滤波器的边界效应。 阳151] 如图2所示，为本无盲区数字信道化系统的实现结构示意图，下面对该系统的实 现方法及功能做详细介绍。 阳152] 步骤1 :根据系统设定的信道个数D，对输入时间序列信号x(l:l:n)，进行序列抽 样，产生D个通道并行信号，每个通道并行信号序列长度J=n/D，其中通道个数D应为W2 为底指数的正整数，即D= 2~m，m= 0, 1，2,…，，n为大于2XD的正整数，x(l:l:n)的括号 中的第一个数、第二个数和最后一个数均用分号隔开，第一个数代表输入时间序列信号的 第一个数的序号，括号中的最后一个数代表输入时间序列信号的最后一个数的序号，括号 中的第二个数代表输入时间序列信号的序号的步长。根据通道数D，对各通道进行延迟，在 统一进行D倍抽样，并乘W系数（-ire'"m/2，m= 0，l，2，'''，D-l，π=3.14，D个通道并行 信号Xl、X2、X3、…、而依次为： 阳 153] Xi=X(1 :D: (n-D+1))X1, 阳 154]而二x(2:D: (n-D巧））X(-l)ei"/2， 阳 15引 又3二x(3:D: (n-D+3))Xe.，"，
[0156] ......， 阳 157] χ〇=x(D:D:n)X(-1) (° "e:"。"々； 阳15引 式中Xi、X2、&、…、X。的下标1、2、3、…、D表示通道序号，对应的X1、X2、&、…、 X。为相应通道的信号；
[0159] 步骤2:根据通道个数D，生成值，L-1)阶低通FIR滤波器，"?"表示相乘，L为设 定的每个通道滤波器的阶次，为方便计算通常L取W2为底指数的正整数，即L= 2~m，m= 0, 1，2,…，，L越大多相滤波器过渡带性能越好，但计算复杂度却成倍增加，常用的经验值为 8、16、32，得到滤波器系数fα:l:D·L)，滤波器系数的长度为值·L)，fα:l:D·L)的的第 一个数、第二个数和最后一个数均用分号隔开，括号中的第一个数代表滤波器系数的第一 个数的序号，括号中的D·L代表滤波器系数的最后一个数的序号，括号中的第二个数代表 滤波器系数序号的步长，对该滤波器系数f(1:1:D·?进行序列抽样，产生D个通道的并行 滤波器系数，即多相滤波器系数，每个并行滤波器系数长度为L; 阳160] D个通道的并行滤波器系数，即多相滤波器系数fi、f2、f3、…，f。依次为：
[0161] fi= f(l:D: