专利名称：调整极点、零点、极点与零点相消控制的低压降稳压器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种低压降稳压器(LDO)，特别是涉及一种适当调整极点 (pole)、零点(zero)、极点(pole)与零点(zero)相消(cancellation)控制的低 压降稳压器(LD0)。
背景技术：
公知关于低压降稳压器(LDO)的控制技术如公开于美国专利号码为 US6， 603, 292，专禾!j名称为"UX) regulator having an adaptive zero frequency circuit"， 一般而言，反馈信号在反馈回路中传输时会产生相移，相移可被 定义为当该反馈信号在反馈回路中传输时所导致的相位变化总量，理想负反馈 与源信号的相位差是180度，因此，实际的相位差与该理想相位差之间的差异 将影响低压降稳压器的稳定性，视该相位差的大小而定，如果该实际相位差与 理想相位差之间的差异达到了 180度(正或负)，那么该反馈信号与源信号相 同，从而导致低压降稳压器不稳定，为了确保低压降稳压器的稳定性，相位边 限(phase margin)应高于一最小位准，相位边限(phase margin)定义为同一个 增益频率下反馈信号总相位移与来自源信号的理想180度之间的度数差。公知 作法如图1A所示，产生一个可随负载改变的零点(zero)，来改善稳定度。而 其原理是将gm3操作于三极体区(triode region)，利用gml来检测power M0S 的电流，当负载电流大的时候，power M0S的电流就大，映射(mirror)过来gm2 path的电流也就大，此时gm2值也变大，使得gm2 gate端的电压上升，使得 gm3值也跟着变大，如图IB所示，因此等效阻抗Rl (跟gm3成反比)也跟着下 降，造成Zero(Zl)会落在高频的地方。反之，当负载电流小的时候，powerM0S 的电流就小，映射(mirror)过来gm2 path的电流也就小，此时gm2值也变小， 使得gm2 gate端的电压下降，使得gm3值也跟着变小，因此等效阻抗R1(跟 gm3成反比)也跟着上升，造成Zero(Zl)会落在低频的地方，请参考图2所示。在上述专利案当中，虽然零点(zero)能够随着负载电流移动，但是却没有做-一些控制，因此会造成极点(pole)和零点(zero)会有相消(cancellation) 的现象，极点(pole)和零点(zero)的相消系数P二R2/R1，因此在负载电流小 的时候，此时极点(pole)和零点(zero)已经几乎相消掉了，因此，此时零点 (zero)对回路稳定度的帮助就很小，造成相位边限(phase margin)的降低，使 得低压降稳压器在负载电流小时，动态反应的表现，会比负载电流大时差，图 3为公知低压降稳压器(LDO)的相位边限(phase margin)与负载电流示意图， 由于零点(zero)的效应，使得低电流的相位边限(phase margin)由60几度掉 至40度左右，图4为公知低压降稳压器(LD0)的负载电流0至150mA的抖动测 试示意图，由图中得知仍然有些许的抖动现象。因此如何针对上述这些缺点去做改进，使得低压降稳压器在负载电流小 时，动态反应的表现也不会受相消影响，成为一个被关注的议题。发明内容本发明的百的在于提供一种适当调整极点、零点、极点与零点相消控制的 低压降稳压器，来解决一般在补偿低压降稳压器的时候，会针对非主极点 (non-dominant pole)去做补偿，而以主极点(dominant pole)在输出端为例， 当负载电流大的时候，由于等效的输出阻抗变小，因此低压降稳压器的回路增 益也就变小，而此时的主极点也会往高频来移动，造成回路的频宽变大。相反 的，当负载电流小的时候，由于等效的输出阻抗变大，因此低压降稳压器的回 路增益也就变大，此时的主极点也会往低频来移动，造成回路的频宽变小等问 题，以及上述公知技术中存在的其他各种问题。为了实现上述目的，本发明提供了一种适当调整极点、零点、极点与零点 相消控制的低压降稳压器，包括一调节单元，包括一输入端、 一输出端与一控制端，在该输入端接收一输 入信号，并响应该控制端收到的一控制信号在该输出端提供一输出信号；-误差放大器，其中一反相输入端连接至一参考电压， 一输出端连接至一 第一端点；一米勒效应极点控制单元，包括一 P型金属氧化物半导体晶体管与一 N 型金属氧化物半导体晶体管串接，该P型金属氧化物半导体晶体管的一源极连 接至该输入端， 一栅极连接至该第一端点与该控制端， 一漏极通过一第二端点与该N型金属氧化物半导体晶体管的漏极与栅极串接，该N型金属氧化物半导 体晶体管的源极接地；一极点与零点相消延迟单元，连接该第一端点、该第二端点与该控制端；及一反馈网络，连接该输出端与该误差放大器的一非反相输入端。 本发明的设计方式是不同于一般固定的零点补偿，而是设计一个零点和极 点会随着负载电流改变的电路，当负载电流大，此时的频宽也大，零点的位置 就在高频的地方，主极点(dominant pole)推向更低频，不希望看到的极点推 到回路的频宽外，当负载电流小，此时的频宽也小，零点就会往低频的方向移 动，非主极点(non-dominant pole)落在高频。这样的设计，能够使的低压降 稳压器不管在负载电流大或负载电流小时，能够得到充分的补偿，产生相当好 的相位边限(phase margin)。而当相位边限(phase margin)越好的时候，低压 降稳压器在作Load Transient的时候(即负载电流突然由小变大或是由大变小 时)，动态波型的抖动也就越小，甚至当相位边限(phase margin)好到一定程 度的时候，动态波型就几乎没有抖动，这对一些对电压抖动敏感的电路是很有 用的(如RF Circuit, ADC等等)，这样的低压降稳压器不仅能够提供稳定的 的输出电压，优良的抵抗电源供应噪声(power s叩ply noise)的能力，更能够 对整体电路的功能作某种程度的改善。以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的 限定。
图1A为公知低压降稳压器(LD0)的电路图；图IB为公知图1的等效电路图；图2为公知低压降稳压器(LDO)在不同负载的情况下的极点(pole)和零点 (zero)的相位移动示意图；图3为公知低压降稳压器(LDO)的相位边限(phase margin)与负载电流示 意图；图4为公知低压降稳压器(LDO)的负载电流0至150mA的抖动测试示意图; 图5A为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)的方块图；图5B为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)的电路图； 图5C为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)架构的信号流程图(Signal Flow Graph);图5D为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)在不同负载的情况下的极点 (pole)和零点(zero)的相位移动示意图；图6为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)的相位边限(phase margin)与 负载电流示意图；及图7为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)的负载电流0至150mA的抖动 测试示意图。其中，附图标记500调节单元510误差放大器520米勒效应极点控制单元530极点与零点相消延迟单元540反馈网络具体实施方式
图5A为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)的方块图，该低压降稳压器为 一种适当调整极点、零点、极点与零点相消控制的低压降稳压器，该低压降稳 压器包括 一调节单元500、 一误差放大器510、 一米勒效应极点控制单元520、 一极点与零点相消延迟单元530及一反馈网络540，本发明所提的低压降稳压 器的极点和零点能随负载改变的机制适应性调整，在所有的负载情况之下，能 将低压降稳压器的稳定度维持在相当理想的相位边限(phase margin)。图5B为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)的电路图，该低压降稳压器包 括一调节单元500，所述调节单元500为一 P型金属氧化物半导体晶体管或一 N型金属氧化物半导体晶体管，较佳为P型金属氧化物半导体晶体管，包括一 输入端Vin、 一输出端Vout与一控制端，在该输入端接收一输入信号，并响 应该控制端收到的一控制信号在该输出端提供一输出信号； 一误差放大器 510，其中一反相输入端连接至一参考电压Vref， 一输出端连接至一第一端点 VI; —米勒效应极点控制单元520，包括一 P型金属氧化物半导体晶体管与--体晶体管串接，该P型金属氧化物半导体晶体管的一源极连接至该输入端， 一栅极连接至该第一端点VI与该控制端， 一漏极通过一第二端点V2与该N型金属氧化物半导体晶体管的漏极与栅极串接，该N型金属氧化物半导体晶体管的源极接地； 一极点与零点相消延迟单元530，连接该第--端点V1、该第二端点V2与该控制端，极点与零点相消延迟单元530还包括一缓冲器，其中该缓冲器的一反相输入端连接该控制端，一电阻(R1)-电容(C1)串联电路连接该第一端点与该第二端点，并以该第一端点作为该缓冲器的一非反相输入端；其中该第一端点还并接一电阻(R2)-电容(C2)并联电路；及一反馈网络540，连接该输出端Vout与该误差放大器的一非反相输入端。图5C为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)架构的信号流程图(SignalFlow gr邻h)，其操作主要分成三个区域(o！ = ——-Constant) A. Strong Inversion gm-Z1 =——____^ i />2 =-_2ttC1(/ 1 +--) 尸1 =,…-77~^"^; 2ttC2gw2 2兀Cl(l + g附l/g附2)i 2 (l + gml/g附2)其中上述，Rl为该电阻-电容串联电路的该电阻的电阻值，Cl为该电阻-电容串联电路的该电容的电容值，gml为该P型金属氧化物半导体晶体管的第 一互导，gm2为该N型金属氧化物半导体晶体管的第二互导，R2为误差放大器 输出的等效电阻值，C2为误差放大器输出的等效电容值。该区域是发生在电流较大的时候，差不多是数十mA到数百mA，由于这个时候的输出电流很大，所以输出的等效阻抗也就很小，因此如图5D所示，为了回路的稳定，PLoad通常为非主极点(non-dominant pole)，此时V1就为主极点(dominant pole)，而这个电路的自动调整极点(adaptive pole)是因为Cl有米勒效应(miller effect)的关系，其中，米勒系数a =gml/gm2，能将主极点(dominant pole; PI)更往里推(l+gml/gm2)倍，又可使P2(我们不想要的非主极点)能够更向外推(l+gml/gm2)倍，使得整个回路的相位边限(phasemargin)能够更好，更能够维持回路的稳定性，而此时的自动调整零点(ad邻tive zero)是由Cl， Rl所决定(Rl的比重远大于l/gm2)，其用来补偿PLoad，能将整个回路的稳定性做最佳化补偿。(a 1) B. Weak Inversion gm—<formula>formula see original document page 9</formula> (2)其中上述，Rl为该电阻-电容串联电路的该电阻的电阻值，Cl为该电阻-电容串联电路的该电容的电容值，gm2为该N型金属氧化物半导体晶体管的 第二互导，R2为误差放大器输出的等效电阻值，C2为误差放大器输出的等效 电容值。当负载电流慢慢减小，差不多是数mA到数十mA时，输出的电阻也就慢慢 的增加，因此PLoad也渐渐的向低频来移动，所以，这时的主极点(dominant pole)为PLoad，当电流小到一个程度时，gml和gm2会渐渐进入weak inversion 的状态，此时的gm就几乎只跟电流有关(ct减小至l),因此此时P1的米勒效 应(miller effect)效果变弱，趋近于一倍，使得PI (non-dominant pole)能 落在较高频的地方，来改善稳定度，而此时的Zl，因为gm2的电流也跟着变 小，所以gm2也就跟着变小，所以1/gm2的比重也就跟着增加，因此，Zl会 随着输出电流得变小往低频的方向移动。因此从整个回路上来看，负载电流减 'j、，回路的频宽也变小，此时zero点能够移动到较低频的地方，能对非主极 点(non-dominant pole; Pl)做有效的补偿，可以维持回路良好的相位边限 (phase margin)跟稳定度。<formula>formula see original document page 9</formula>
其中上述，Cl为该电阻-电容串联电路的该电容的电容值，gm2为该N 型金属氧化物半导体晶体管的第二互导，R2为误差放大器输出的等效电阻值， C2为误差放大器输出的等效电容值。当电流变的更小，小到数mA甚至更小的时候，此时PLoad更往低频的方向走，而P1跟Z1会更加靠近，最后会有cancellation的效果，极点(pole)和零点(zero)的相消系数及2/(一) 0 = ，2 ，但因为我们有做pole和Zero cancallation的控制，就是利用创造--水Weak Inversion的区域，来减缓pole和zero cancellation的发生，因此当 pole和zero cancellation发生的时候，此时的PLoad己经在非常低频的地 方，而且回路的频宽也比主极点(non-dominant pole; P2)还要在更低频的位 置，因此受到P2的影响就会很小，所以回路依然可以维持很好的相位边限 (phase margin)足艮稳、定度。根据以上的分析，为了维持回路的稳定度，我们产生三个操作区域来控制 低压降稳压器(LDO)的稳定度，(1)在heavy load(高负载)(strong inversion, 强反向)的时候，我们利用Rl来减慢极点(pole)和零点(zero)相消 (cancellation)的速度，并且利用米勒效应的效果，将主极点(dominant pole) 往低频推，不希望的极点(pole)更往高频推，推到远离回路频宽之外，来改善 相位边限(phase margin)足艮稳、定度。(2)在heavy load (weak inversion,弱 反向)的时候，根据负载的电流来改变零点(zero)值，使其往低频移动做更有 效率的补偿，此时的零点(zero)具有自动调整(ad邻tive)的效果，而米勒效应 也不再那么明显，使的非主极点(non-dominant pole)能在较高频的位置，此 时的极点(pole)也是具有自动调整(adapt ive)的效果，又因为主极点 (dominant pole)为PLoad，非主极点(non-dominant pole)为vl ，因此回路的 相位边限(phase margin)跟稳定度不会受到影响，依然能够维持良好的状况。 (3)在light load(低负载)，非常低电流的时候，虽然极点(pole)和零点(zero) 相消(cancellation)的效果产生，零点(zero)的效果几乎没有，但是我们因为 有利用Rl来做极点(pole)和零点(zero)相消的控制，因此可以控制当主极点 (dominant pole)已经移动到够低频，此时的频宽已经比非主极点 (non-dominant pole)还更低频的时候，极点(pole)和零点(zero)相消 (cancellation)才会发生，因此能够维持低压降稳压器相当好的相位边限 (phase margin)跟稳定度。因此，本发明所采用的自动调整极点(adaptive pole)、自动调整零点(adaptive zero)、极点(pole)与零点(zero)相消 (cancellation)控制的低压降稳压器(LDO)，可以在所有负载电流的状况之下， 都能够自动调整极点或零点来维持良好的稳定度，这对一些对电路抖动敏感的 电路应用来说，是相当重要的，并且能克服LDO补偿不易的问题，在很大的负 载电流跟电压的操作范围下，能够维持相当好的相位边限(Phase margin)跟稳 定度。图6为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)的相位边限(phase margin)与 负载电流示意图，由于极点(pole)与零点(zero)相消(cancellation)控制的效 应，使得低电流的相位边限(phase margin)能维持64度左右，不会因为负载 电流的变化而变差，图7为本发明所采用的低压降稳压器(LDO)的负载电流O 至150mA的抖动测试示意图，由图中得知抖动现象已大幅改善。当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情 况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这 些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。
权利要求
1. 一种调整极点、零点、极点与零点相消控制的低压降稳压器，其特征在于，该低压降稳压器包括一调节单元，包括一输入端、一输出端与一控制端，在该输入端接收一输入信号，并响应该控制端收到的一控制信号在该输出端提供一输出信号；一误差放大器，其中一反相输入端连接至一参考电压，一输出端连接至一第一端点；一米勒效应极点控制单元，包括一P型金属氧化物半导体晶体管与一N型金属氧化物半导体晶体管串接，该P型金属氧化物半导体晶体管的一源极连接至该输入端，一栅极连接至该第一端点与该控制端，一漏极通过一第二端点与该N型金属氧化物半导体晶体管的漏极与栅极串接，该N型金属氧化物半导体晶体管的源极接地；一极点与零点相消延迟单元，连接该第一端点、该第二端点与该控制端；及一反馈网络，连接该输出端与该误差放大器的一非反相输入端。
2、 根据权利要求1所述的低压降稳压器，其特征在于，该调节单元为一 P型金属氧化物半导体晶体管或一 N型金属氧化物半导体晶体管。
3、 根据权利要求1所述的低压降稳压器，其特征在于，该极点与零点相 消延迟单元还包括一缓冲器，其中该缓冲器的一反相输入端连接该控制端，一 电阻-电容串联电路连接该第一端点与该第二端点，并以该第一端点作为该缓 冲器的一非反相输入端。
4、 根据权利要求3所述的低压降稳压器，其特征在于，该第一端点还并接 一电阻-电容并联电路。
5、 根据权利要求4所述的低压降稳压器，其特征在于，极点(P1)定义如下Pb_1_2兀Cl(l + gwl/gw2)i 2 。其中，Cl为该电阻-电容串联电路的该电容的电容值，gml为该P型金属 氧化物半导体晶体管的第一互导，gm2为该N型金属氧化物半导体晶体管的第二互导，R2为该误差放大器输出的等效电阻值。
6、根据权利要求4所述的低压降稳压器，其特征在于，极点(P2)定义如下2兀C2 们(l + g附l/gw2)其中，C2为该误差放大器输出的等效电容值，gml为该P型金属氧化物半 导体晶体管的第一互导，gm2为该N型金属氧化物半导体晶体管的第二互导， Rl为该电阻-电容串联电路的该电阻的电阻值。
7、根据权利要求4所述的低压降稳压器，其特征在于，该零点(Z1)定义如下<formula>formula see original document page 3</formula>其中，Cl为该电阻-电容串联电路的该电容的电容值，gm2为该N型金属 氧化物半导体晶体管的第二互导，Rl为该电阻-电容串联电路的该电阻的电阻值。
8、根据权利要求1所述的低压降稳压器，其特征在于，该反馈网络为一 分压器，该分压器的一分压点连接至该误差放大器的该非反相输入端。
全文摘要
本发明公开了一种适当调整极点、零点、极点与零点相消控制的低压降稳压器，包括一调节单元、一误差放大器、一米勒效应极点控制单元、一极点与零点相消延迟单元及一反馈网络，极点和零点能随负载改变的机制适应性调整，在所有的负载情况之下，能将低压降稳压器的稳定度维持在相当理想的相位边限(phase margin)。
文档编号G05F1/10GK101246375SQ20071007980
公开日2008年8月20日 申请日期2007年2月14日 优先权日2007年2月14日
发明者刘晏任, 李永斌, 林崇伟 申请人:财团法人工业技术研究院