专利名称：一种单相逆变器稳压控制方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种单相逆变器稳压控制方法，本发明还涉及一种单相逆 变器稳压控制装置。
背景技术：
对于输出交流电压互差120度的三相逆变器，通常引用矢量控制，将 三相电压转换为具有固定矢量长度，按一定速率旋转的矢量来进行控制调 节。也就是将三相A/B/C电压通过坐标变换，转换为d/q/O坐标系，这样 三相交流电压的给定就变成了d/q/0三个直流的给定。在d/q/O坐标下，可 以对三个直流给定的误差进行调节。由于调节的是直流给定的误差，理论 上可以消除静态误差，这样三相逆变器输出电压的稳压精度控制就变得相 对容易。但是对于单相逆变器而言，上述的坐标变换并不适用。下面将对 现有的单相逆变器控制原理及其不足之处做一简单的阐述。
如图1所示，现有的单相逆变器的控制方法如下将给定电压模值r^ 和相位给定cos(^ + W相乘得到单相逆变器的电压瞬时值给定iV ，电压的瞬 时值给定iv与单相逆变器的电压瞬时采样值",^通过减法器相减得到瞬时 电压的误差^，对误差^r进行比例积分微分(PID)调节生成电压调节器 的输出g。
现有的单相逆变器的不足之处在于电压的瞬时值给定iv来自于一直
流量电压模给定乙。d和交流量正弦波COS(M + W的乘积。这样电压给定TV实
际上为一交流量，由经典控制理论，无论是比例(P)调节还是比例积分 (P) I或比例微分(PD)调节还是比例积分微分(PID)调节都是不能消 除静差的。也就是说现有通用的电Hi瞬时值调节方法并不能消除单相逆变 器的逆变电压与给定之间的误差，实际上这种方法可能会在逆变电压的有 效值上产生较大的误差，影响逆变器的稳压精度。
如图2所示，为了保证逆变输出电压的稳压精度，会在电压瞬时值给 定的前一级再加上一级逆变电压有效值调节。给定电压模值(电压模值也可以称为电压幅值或电压峰值)为P^，则额定电压有效值为，，额定电
压有效值给定减去实际的电压有效值得到有效值的误差，对电压有效值的 误差调节可以生成调节后的电压模值给定；d—re/ 。由于额定电压的有效值
是一个固定的直流量，且有效值的调节放在控制环的最外环，积分调节的 作用下可以消除有效值的静差，这样可以提高逆变器的稳压精度。但这种 方法的不足之处是有效值的求取如果通过硬件电路要加较大的滤波，如 果是软件计算，通用的方法，每间隔一个工频周期才能进行一次有效值计 算，也就是说每间隔一个工频周期才能对有效值进行一次调节，这样有效 值调节的调节周期会更长，对于突加突卸载等类似的负载变化响应将会比 较慢。这就会影响电压控制环的动态响应速度，稳压调节速度等。即使通 过软件(会占用较多的存贮资源和代码执行时间)实时计算有效值，计算 出来的有效值也只能反应每一计算时刻之前的一个周期内电压的大小，而 对于某一时刻负载突变导致的电压突变，由于有效值计算的周期性，这个 电压突变会被整个周期内其它时间稳定的电压给综合掉，而难以表现出电 压的实时变化来，从而影响调节的效果。而硬件方法一般采用的是，交流 电压采样后整流滤波得到实际上是电压平均值的的反馈量，再进行稳压调 节，由于需要时间常数较大的低通滤波，滞后时间将更长。综上，利用有 效值进行无差调节决定了调节具有比较差的实时性，调节的延时比较大， 影响了调节的动态响应，导致逆变器的动态性能不佳。
发明内容
本发明就是为了克服以上的不足，提出了一种单相逆变器稳压控制方 法及装置，在保证调节速率的前提下提高单相逆变器输出电压的稳压精度。
为实现上述目的，本发明提供一种单相逆变器稳压控制方法，包括如 下步骤
A. 获取所述单相逆变器的实际输出电压模值；
B. 根据给定电压模值和所述实际输出电压模值得到实际电压模值的误 差；
C. 对所述实际电压模值的误差进行积分调节并与给定相位的余弦值相乘 以获得第一调节量，根据所述第一调节量对逆变器的输出电压进行调 节。
优选地，所述步骤A包括如下步骤Al.采集单相逆变器的输出电压瞬时值; A2.获取单相逆变器的输出电压变化率;
A3.根据L, =、 "2 +f<)2得到单相逆变器的实际输出电压模值，其中乙,为单 相逆变器的实际输出电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，"'
为所述单相逆变器的输出电压变化率，"为输出电压的角速度。
还包括如下步骤
D. 获取单相逆变器的给定电压瞬时值；
E. 根据单相逆变器的输出电压瞬时值和所述给定电压瞬时值得到瞬时电 压的误差；
F. 根据所述瞬时电压的误差进行调节以获得第二调节量，并根据第二调 节量对逆变器的输出电压进行调节。
所述步骤C中还对所述实际电压模值的误差还进行比例和/或微分调 节；所述步骤F的调节方式包括比例、微分、积分中的至少一种。
为实现上述目的，本发明提供一种单相逆变器稳压控制装置，包括实 际输出电压模值获取单元、减法器、调节器和乘法器，所述减法器连接在 所述实际输出电压模值获取单元和调节器之间，所述乘法器连接在所述调 节器和单相逆变器之间；所述实际输出电压模值获取单元获取单相逆变器 输出的实际电压模值并输出至减法器，所述减法器根据给定电压模值和实 际电压模值获得误差并输出至调节器，所述调节器对所述误差进行积分调 节并输出至乘法器，所述乘法器将所述调节器输出的值与给定相位的余弦 值相乘以获得第一调节量，并将所述第一调节量输出至单相逆变器。
优选地，所述实际输出电压模值获取单元包括输出电压瞬时值采集模 块、输出电压变化率获取模块和计算模块，所述输出电压瞬时值采集模块 采集单相逆变器的输出电压瞬时值并输出至计算模块，所述输出电压变化 率获取模块，相逆，2器的输出电压变化率并输出至计算模块，所述计算模 块根据^=^2+^了求得单相逆变器的实际输出电压模值，其中4,为单 相逆变器的^际^f^电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，"' 为所述单相逆变器的输出电压变化率，w为输出电压的角速度。
所述调节器还对所述误差进行比例和/或微分调节。
本发明与现有技术对比的有益效果是本发明通过对单相逆变器输出 电压的模值进行调节使单相逆变器的输出电压的模值与给定的模值保持一致，从而使逆变器在类似于突加突卸负载等负载变化情况下，具有较高的
稳压精度和较快的动态响应速度。
图1是一种现有的单相逆变器控制部分的原理框图； 图2是另一种现有的单相逆变器控制部分的原理框图； 图3是本发明具体实施方式
一的原理框图4是本发明具体实施方式
一中使用的单相逆变器的结构示意图； 图5是本发明具体实施方式
一中生成PWM信号的原理示意图； 图6是本发明具体实施方式
二的原理框图。
具体实施例方式
下面通过具体的实施方式并结合附图对本发明做进一步详细说明。
具体实施方式
一
如图3所示， 一种单相逆变器稳压控制方法，包括如下步骤 第一步获取所述单相逆变器的实际输出电压模值。具体操作如下 采集单相逆变器的输出电压瞬时值U，获取单相逆变器的输出电压变化率
"'，根据^=、"2+|^^得到单相逆变器的实际输出电压模值，其中4,为—」
单相逆变器的实际输出电压模值，U为所述单相逆变器的输出电压瞬时值， "'为所述单相逆变器的输出电压变化率，W为输出电压的角速度。
所述输出电压瞬时值u可以通过实时采样可以直接获得。所述单相逆
变器的输出电压变化率"'的求取有两种基本方法， 一种方法为硬件计算，
通过微分电路将输出电压瞬时值u进行微分即可得到"'；另一种方法直接 根据瞬时电压u进行数值微分计算，数值微分算法中有两种基本数学求取 方法，插值型和样条型都可以求取。而输出正弦电压的角速度w就是逆变 器的锁相环中给定电压的角速度，这也是已知的。
下面证明等式<formula>formula see original document page 7</formula>成立。
设相位角^ =欣+伊，则单相交流电压瞬时值表示为，<formula>formula see original document page 7</formula>
对u微分可以得到，<formula>formula see original document page 7</formula><formula>formula see original document page 8</formula>
由上推导可知乙,=、"2+f ^丫等式成立。
、》」
第二步根据给定电压模值和所述实际输出电压模值得到实际电压模 值的误差。可使用减法器将给定电压模值P^与实际输出电压模值乙,进行 相减求差得到实际电压模值的误差v^。由于电压模值是一个直流量，相对 于交流量，这个直流量便于调节消除误差，所以具有较快的响应速度和较 高的稳压精度。
第三步对所述实际电压模值的误差进行积分调节并在乘法器内将积 分所得的值与锁相环给定相位的余弦值cos(" + W相乘以获得第一调节量 vregl，根据所述第一调节量对逆变器的输出电压进行调节。对电压模值的 误差^H调节除了单独采用积分调节外，还可以比例积分调节或比例微分调 节或比例积分微分调节。这可保证输出电压的稳压精度。
下面将详细描述本发明是如何最终作用于单相逆变器的输出环节的。 如图4所示，本具体实施方式
所选用的单相逆变器包括脉冲生成单元 (PWM信号生成器)、逆变桥、LC滤波器。所述逆变桥由第一开关管
MOSFET1和第二开关管MOSFET2构成，所述LC滤波器由电感L和电 容C3组成。逆变器的输入端为两直流母线Vbus+和Vbus-串接在一起，且 分别并有两容量相同的电容C1、 C2起稳压作用。在正负母线之间由两个 功率开关管形成一个桥臂。LC滤波器分别连接母线电容中点和桥臂中点， 滤波电容C3的两端引出即为逆变的交流输出端。
如图5所示，PWM信号生成器内的比较器将第一调节量v—与固定频
率的锯齿波(也可以是三角波)比较生成一系列脉冲信号，我们把这里的 锯齿波称为载波。当第一调节量v^的值大于载波信号的值时，PWM信号 生成器生成的第一PWM信号(PWM1)为高电平，当第一调节量v一的值
小于载波信号的值时，PWM信号生成器生成的第一PWM信号(PWM1) 为低电平，正常情况下第一调节量v^处于载波的最高点和最低点之间(如 果超出可以加限幅控制)，这样连续的信号v—每次与载波相交输出电平都 会翻转一次，从而形成一系列频率同三角波而具有一定脉宽的脉冲，这里 的脉宽指在脉冲的一个周期里高电平占的时间或宽度。PWM信号生成器 生成的第二PWM信号(PWM2)与第一PWM信号(PWM1)互补(不考虑死区的情况下)。从前述可知当V^较大时PWM信号生成器输出的脉 宽较宽，反之当v一变小时PWM信号生成器输出的脉宽较窄。
上述第一PWM信号(PWM1)接到第一开关管MOSFET1的控制端， 第二 PWM信号(PWM2)接到第二开关管MOSFET2的控制端。第一 PWM 信号(PWM1)和第二 PWM信号(PWM2)可以控制逆变桥里开关管的 开通和关断，高电平时开关管开通，低电平时开关管关断。开关管的开通 或关断分别对应逆变桥输出稳定的高或低的电压，逆变桥的输出上加滤波 器滤波后就可以得到一连续的电压，这一电压的大小可等效为一个载波周 期内逆变桥输出电压的平均值，这一平均值决定于输出高电平和低电平所 占时间的比例，而这个时间的比例又决定于PWM信号的脉宽，而PWM 信号的脉宽又决定于v^，所以说v^决定了逆变器输出电压的大小。
具体实施方式
二
如图6所示，本具体实施方式
与具体实施方式
一的不同之处在于增 设了电压瞬时值调节。本具体实施方式
还包括如下步骤
第四步获取单相逆变器的给定电压瞬时值。乘法器将电压模值给定 rm。d与锁相环给定相位的余弦值cos(欲+ ^)相乘得到给定电压瞬时值 。
第五步根据单相逆变器的输出电压瞬时值和所述给定电压瞬时值得 到瞬时电压的误差。用减法器将给定电压瞬时值 与实际瞬时电压U相减
得到瞬时电压的误差12。
第六步根据所述瞬时电压的误差~2进行调节以获得第二调节量 v一，并根据第二调节量对逆变器的输出电压进行调节。即本具体实施 方式中，将第一调节量v^和第二调节量^^相加作为总的调节量输出给逆 变器进行输出电压的调节。
前面一直论述的是通过电压模值调节单相逆变器稳压控制的原理，下 面说明为什么加入电压模值调节更有优势。在经典控制理论中，论述了积 分可以消除直流给定的静态误差，但是对于交流电压的给定积分却无法消 除误差。这样传统逆变器如果用传统PID控制交流给定的误差时，电压的 稳压精度就得不到保证。而加入有效值控制，由于有效值计算的周期性， 势必会造成调节反应滞后，动态效果比较差。即使耗费资源实时计算有效 值，计算出来的有效值也只能反应每一计算时刻之前的一个周期内电压的 大小，而不能完全反应出小于电压周期的一个小的时间段内的电压大小的 变化。最后补充说明一点，用电压模值误差积分调节实际上调节的是电压有效值的误差，实际输出相位与给定相位之间可能还会存在误差，但这个
误差可以通过对锁相环的调节给予弥补，但这点并不是本发明关注的重点，
故不再做具体阐述。
本发明的关键点就在于求得单相逆变器的实际输出电压模值，这个模 值为一直流量，可以实时反应逆变电压的大小，而且交流电压的有效值与 直流电压的模值一一对应(不考虑谐波影响)，通过对电压模值的积分调节 即可以消除电压模的静态误差实现稳压的实时控制，保证电压有效值的稳 定，又可以对瞬时电压的波动进行实时调节，增加输出电压的动态响应速 度。
对电压瞬时值与电压模值的调节有什么区别呢，下面从电压瞬时值与 电压模值的不同特征来说明。因为逆变器要求输出交流电压，这样电压瞬 时值的给定是一个交流量，交流的特性就决定了这个给定在一个周期内是 按正弦波规律不断变化的，虽然对每次误差都可以进行调节，可每当电压 调节完后，给定就发生了变化，由于我们的调节是基于现存误差进行调节 的，调节的滞后性决定了输出电压永远也跟不上给定的变化。对比电压模 值调节就不一样，交流电的模值是一个不变的量，就像正弦波的幅值是不 变的一样，也就是说电压模值是一个直流量，虽然对误差的调节有滞后性， 但是由于给定是不变的，我们的调节可以使输出电压不断的趋近于给定， 直到误差为零。
为增强单相逆变器输出的稳定性和动态响应，本发明可以增设电流环 调节。
一种单相逆变器稳压控制装置，包括实际输出电压模值获取单元、减 法器、调节器和乘法器，所述减法器连接在所述实际输出电压模值获取单
元和调节器之间，所述乘法器连接在所述调节器和单相逆变器之间；所述 实际输出电压模值获取单元获取单相逆变器输出的实际电压模值并输出至 减法器，所述减法器根据给定电压模值和实际电压模值获得误差并输出至 调节器，所述调节器对所述误差进行积分调节并输出至乘法器，所述乘法 器将所述调节器输出的值与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，并 将所述第一调节量输出至单相逆变器。
所述实际输出电压模值获取单元包括输出电压瞬时值采集模块、输出 电压变化率获取模块和计算模块，所述输出电压瞬时值采集模块采集单相 逆变器的输出电压瞬时值并输出至计算模块，所述输出电压变化率获取模块单相逆变器的输出电压变化率并输出至计算模块，所述计算模块根据 求得单相逆变器的实际输出电压模值，其中F ,为单相逆变
F一、 W +
V v"乂
器的实际输出电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，"'为所 述单相逆变器的输出电压变化率，w为输出电压的角速度。所述调节器还 对所述误差进行比例和/或微分调节。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说 明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术 领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若 干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
权利要求
1. 一种单相逆变器稳压控制方法，其特征在于包括如下步骤A. 获取所述单相逆变器的实际输出电压模值；B. 根据给定电压模值和所述实际输出电压模值得到实际电压模值的误差；C. 对所述实际电压模值的误差进行积分调节并与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，根据所述第一调节量对逆变器的输出电压进行调节。
2.根据权利要求1所述的单相逆变器稳压控制方法，其特征在于所述步 骤A包括如下步骤Al.采集单相逆变器的输出电压瞬时值； A2.获取单相逆变器的输出电压变化率；A3.根据L = j"2 +f丄丫得到单相逆变器的实际输出电压模值，其中。为单 、《」相逆变器的实际输出电压模值，u为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，"'为所述单相逆变器的输出电压变化率，w为输出电压的角速度。
3. 根据权利要求2所述的单相逆变器稳压控制方法，其特征在于还包括 如下步骤D. 获取单相逆变器的给定电压瞬时值；E. 根据单相逆变器的输出电压瞬时值和所述给定电压瞬时值得到瞬时电 压的误差；F. 根据所述瞬时电压的误差进行调节以获得第二调节量，并根据第二调 节量对逆变器的输出电压进行调节。
4. 根据权利要求1-3任一所述的单相逆变器稳压控制方法，其特征在于 所述步骤C中还对所述实际电压模值的误差还进行比例和/或微分调节;所 述步骤F的调节方式包括比例、微分、积分中的至少一种。
5. —种单相逆变器稳压控制装置，其特征在于包括实际输出电压模值获 取单元、减法器、调节器和乘法器，所述减法器连接在所述实际输出电压 模值获取单元和调节器之间，所述乘法器连接在所述调节器和单相逆变器 之间；所述实际输出电压模值获取单元获取单相逆变器输出的实际电压模 值并输出至减法器，所述减法器根据给定电压模值和实际电压模值获得实 际电压模值的误差并输出至调节器，所述调节器对所述误差进行积分调节并输出至乘法器，所述乘法器将所述调节器输出的值与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，并将所述第一调节量输出至单相逆变器。
6.根据权利要求5所述的单相逆变器稳压控制装置，其特征在于所述实际输出电压模值获取单元包括输出电压瞬时值采集模块、输出电压变化率 获取模块和计算模块，所述输出电压瞬时值采集模块采集单相逆变器的输 出电压瞬时值并输出至计算模块，所述输出电压变化率获取模块单相逆变器的输出电压变化率并输出至计算模块，所述计算模块根据^, =、 "2 + i求得单相逆变器的实际输出电压模值，其中^(为单相逆变器的实际输出电 压模值，U为所述单相逆变器的输出电压瞬时值，"'为所述单相逆变器的 输出电压变化率，W为输出电压的角速度。
7.根据权利要求5或6所述的单相逆变器稳压控制装置，其特征在于所 述调节器还对所述误差进行比例和/或微分调节。
全文摘要
本发明公开了一种单相逆变器稳压控制方法及装置，该方法如下获取逆变器的实际输出电压模值；根据给定和实际输出电压模值得到实际电压模值的误差；对误差进行积分调节并与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，根据第一调节量对逆变器的输出电压进行调节。该装置包括实际输出电压模值获取单元、减法器、调节器和乘法器；实际输出电压模值获取单元获取实际电压模值并输出至减法器，减法器根据给定和实际电压模值获得误差并输出至调节器，调节器对误差进行积分调节并输出至乘法器，乘法器将调节器输出的值与给定相位的余弦值相乘以获得第一调节量，并将第一调节量输出至逆变器。本发明具有较高的稳压精度和较快的动态响应速度。
文档编号G05F1/10GK101420182SQ20071012415
公开日2009年4月29日 申请日期2007年10月26日 优先权日2007年10月26日
发明者刘程宇, 杨戈戈, 佳 陈 申请人:深圳科士达科技股份有限公司