专利名称：交流稳压器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种交流稳压装置。
目前广泛在使用的交流稳压器有(1)可控硅相控式交流稳压器该稳压器是利用升压自耦变压器来产生补偿电压的，其补偿电压的大小由串接在自耦变压器原边和交流电源之间的一对反并联可控硅相控开关控制，通过调整相控开关的移相角，使输出往缩小偏差的方向调整，以达到稳定电压之目的。这种稳压器，由于采用相控开关控制电压，谐波分量大，所以失真度大，要滤除这些谐波，则需要配置较大尺寸的滤波器，这就增加了成本，体积和重量。又由于升压自耦变压器不可能产生与电纲电压反相的补偿电压，这就使稳定电压的范围受到了限制，为扩大稳压范围，另需在输出端接只降压自耦变压器，也导致成本、体积、重量增加。
(2)磁放大器式交流稳压器该稳压器用一只磁放大器串接在升压自耦变压器的原边和交流电源之间，用误差电压作为磁放大器的直流激磁，来控制磁放大器的交流侧阻抗，使输出电压偏差缩小，来实现稳压的。这种稳压器，由于采用了磁放大器，不仅动态相应时间长，且消耗有色金属多，体积大，重量重，效率低。
本发明的任务是提供一种失真度小，稳压范围大，动态性能好、效率高、体积小、重量轻、成本低、运行可靠的稳压器。
本发明的任务是通过如下技术措施来实现的整个交流稳压器可分为电压补偿电路、反馈调节器、脉宽调制器、隔离驱动电路及保护系统部分，其电压补偿电路包括交流斩波器、工频变压器和滤波器。从普通交流电纲来的交流电，经过交流斩波器输入变压器原边，将变压器付边输出电压和电纲电压矢量迭加、滤波，并与给定电压作比较后再送入反馈调节器中进行调节，用调节后的输出信号去控制脉宽调制器的输出脉宽，该输出脉宽经隔离驱动电路隔离和放大后驱动交流斩波器，通过交流斩波器去控制变压器的原、付边电压，使变压器付边输出电压大小正好等于电纲电压和恒定电压之间的差额，用以补偿电压偏差，实现输出恒定电压之目的，为提高运行可靠性，在稳压装置中还设置了过流保护系统。
以下结合附图详细说明本发明的构成及使用实例。
图1是本发明交流稳压器的原理框图。
图2是电压补偿电路及保护系统的主电路。
图3是构成四开关交流斩波器的双向全控开关，(仅表示一只开关的电路)。
图4是误差检测、放大及采样脉冲形成电路。
图5是脉冲采样调节器的电路。
图6是四开关交流斩波器的倍频式脉宽调制方法原理波形图。
图7是倍频式脉宽调制器的电路。
图8是隔离驱动电路。
图9是保护系统控制电路的主体部分电路。
参照图1，本发明的稳压器具有电压补偿电路11，反馈调节器4，脉宽调制器5，隔离驱动电路6及保护系统7，其中电压补偿电路包括交流斩波器1，工频变压器2和滤波器3，这里，反馈调节器4由放大器8，采样脉冲形成电路9及脉冲采样调节器10构成。来自电网的交流电Vi经过交流斩波器1输入变压器2的原边，把变压器付边输出电压V1′与电网电压Vi矢量迭加，并经滤波器3滤波后所获得的输出电压V0与给定电压Vg进行比较，比较后的误差电压Vr′输入反馈调节器4，而用调节后的输出信号去控制脉宽调制器5的输出脉宽，该输出脉宽经隔离驱动电路6隔离、放大后驱动交流斩波器，使交流斩波器有正确的输出电压V1去控制变压器，从而使变压器付边获得的补偿电压V1′与电网电压Vi迭加后，正好满足V0＝Vg，达到稳压之目的，在稳压器中还设置了一个能有效地承受过载电流的保护系统7，旁路变压器原边的过载电流，以确保稳压器正常工作。
图2是交流稳压器的电压补偿电路及保护系统的主电路。
图中，标号O和P分别表示交流电网中的相线和零线，电纲交流电Vi从O、P端输入交流斩波器，为了对正的或负的电纲电压差额均起补偿作用，这里，交流斩波器采用了四开关交流斩波器，它是由四个双向全控开关T1～T4组成的桥式电路，其每一个双向全控开关可以如图3所示，用由四只二极管Di1～Di4和一个功率晶体管BGi构成的桥式电路，交流斩波器的输出端a、b经过流取样电阻R0与变压器的原边c，d端相连，变压器的付边输出，其一端接电源O端，一端接稳压器的输出端R，稳压器的另一输出端S直接接电源P端，在RS之间接滤波电容C，经滤波后的电压V0从RS端输出。保护系统的主电路由过载能力较大的可控硅双向开关Th1并接在变压器原边构成，以旁路过载电流，在图示实例中，可控硅双向开关采用双向可控硅，或者可用二只反并联单相可控硅，或者也可用由四只二极管和一只单相可控硅组成的组合双向导通可控硅构成。保护系统主电路动作的控制信号来自保护系统的控制电路。
在正常运行情况下，可控硅双向开关阻断，交流斩波器正常工作，这时双向全控开关T1和T4、T2和T3各自以较高的调制频率互补导通，当输出电压V0小于恒定电压时，则反馈控制系统使T1、T3的导通时间增加，T2、T4的导通时间减少，致使交流斩波器的输出电压V1及变压器付边输出电压V1′增加，从而使V0也相应增加，直到等于恒定电压值。当输出电压V0大于恒定值时，则反馈控制系统使T1、T3的导通时间减少，T2、T4的导通时间增加，致使交流斩波器的输出电压V1及变压器付边输出电压V1′减小，从而使V0也相应减小，直到等于恒定电压值。
当发生过流情况时，通过保护系统的控制电路，令交流斩波器输出零电压，同时令可控硅双向开关Th1导通，以旁路变压器的原边过载电流。
本发明给出的实例，其反馈调节器由放大器，采样脉冲形成电路及脉冲采样调节器构成。
参照图4，来自电压补偿电路的电压V0经变压器Tr2降压和二极管D1～D4全波桥式整流后，在放大器A1中与稳压管W1及电阻R3产生的基准电压Vg进行比较，并经放大器A1、A2将比较后的误差电压二级放大后在A端输出一个其峰值电压与误差电压成正比的电压Vr，与此同时，桥式整流后的信号经过比较器K1输出一个频率为电源频率两倍的采样脉冲cp1、，cp1脉冲经非门N2形成脉冲CP1，而经过由电容c1、电阻R12、二极管D5和非门N1组成的单稳电路产生一个其前沿与cp1的后沿相重合的脉冲cp2。用生成的cp1，CP1，cp2这些脉冲信号去控制脉冲采样调节器内的双向模拟开关，使其周期性地接通。
图5是脉冲采样调节器的电路，脉冲采样调节器由峰值保持器，脉冲采样开关，零保持开关，跟随器，积分器和放电开关构成。其中由运算放大器A1、二极管D4、电容C2组成的峰值保持器，将峰值误差信号保持下来，双向模拟开关SW1作为脉冲采样开关，在采样脉冲到来时，将开关打开，让误差信号通过，到运算放大器A4组成的跟随器中进行阻抗变换，然后进入由电阻R13、电容C3、运算放大器A5组成的积分器中对误差信号积分，当采样完成后，由双向模拟开关SW3作为放电开关为峰值保持器放电，双向模拟开关SW2作为零保持开关，是防止跟随器高输入阻抗产生静电干扰的。
参照图5，将峰值保持器的输出端接脉冲采样开关SW1和放电开关SW3、SW3的另一端接负电源E-，控制端接cp2脉冲信号，SW1的另一端接跟随器A4的输入端，控制端接cp1脉冲信号，零保持开关SW2接在跟随器A4的输入端与地之间，其控制端接CP1脉冲信号，跟随器A4的输出端接积分器。
脉冲采样调节器的工作过程是这样的，在每半个电源周期中，峰值保持器将峰值误差电压在电容c2上保持下来，其后采样脉冲cp1来到，脉冲采样开关SW1导通，峰值误差电压就通过SW1，跟随器A4到积分器中进行积分，积分后的调节电压us在B点输出，由于有跟随器A4提高输入阻抗，所以能避免在SW1导通时，电容C2上的电压下降。当cp1脉冲为低电平时，CP1为高电平，零保持开关SW2导通，以保证积分器停止积分，当cp1脉冲到来时，则通过放电开关SW3使电容C2放电，以备峰值保持器保持电源下一个半周的峰值误差电压，这样就完成了一个脉冲采样调节周期的工作。这种脉冲采样调节器的特点是，在每半个电源周期中，用宽度一定(由采样脉冲cp1的宽度决定)，幅度和误差成正比的脉冲电压对积分器积分，所以每调节一次的调节量(积分器输出电压的增量)与误差电压成正比，当误差大时，调节量大，误差小时，调节量小，由此可见，采用这种脉冲采样调节器，其调节过程准确迅速，不易产生振荡，由于积分环节的存在，能做到使稳态误差为零。图中由非门N3和双向模拟开关SW4组成的放电电路是保护系统控制电路的一部分，其工作情况在后面阐述。
为便于滤波，本发明采用的脉宽调制器最好用倍频式脉宽调制器，四开关交流斩波器的倍频式脉宽调制方法，如图6所示，对照图中a、b，其中b中的b1、b2、b3、b4分别代表双向全控开关T1～T4的驱动信号，调制基波是一个对称三角波uc，把从脉冲采样调节器获得的相对于调制三角波中心线对称的二个大小相等，方向相反的调节电压us和u′s与uc比较，可得四种工作状态。
当uc＞us时，T2导通，T3截止，当uc＜us时，T3导通，T2截止，当uc＞u′s时，T1导通，T4截止，当uc＜u′s时，T4导通，T1截止。
由此可见，在每个三角波调制周期中，双向全控开关仅工作一个开关周期，而输出电压却工作了两个斩波周期，所以交流斩波器输出的基波电压V1的频率是开关工作频率的两倍，(见图中c、d)这就非常有利于滤波。同时可见，us越大，交流斩波器的输出电压V1也越大，us越小，V1也越小，当us＞u′s时，交流斩波器输出的基波电压V1与电纲输入电压Vi同相，(比较图中c和e)，而当us＜u′s时，则V1与Vi反相(比较图中d和e)，所以改变us，就可使交流斩波器的输出电压V1在-Vi与Vi之间连续变化，随时都能满足调压功能的要求。
图7是倍频式脉宽调制器的电器。参照图7，由比较器K4、电阻R17、R18、R19，运算放大器A7及电容C4组成的对称三角波发生器，产生一对称三角波电压uc，来自脉冲采样调节器的调节电压us，一方面和三角波电压uc在比较器K2中比较后输出一组用以控扑蛉乜豑2和T3的开关信号，另一面，经过运算放大器A6产生一个与调节电压us大小相等，极性相反的电压-us，即u′s、u′s与uc经比较器K3比较后输出另一组用以控制双向全控开关T1和T4的开关信号;这二组开关信号经由与非门N4、N5组成的起保护作用的封锁电路和非门N6，N7输出信号f1～f4分别控制T1～T4。
图8表示隔离驱动电路。交流斩波器的四只双向全控开关需四个这样的电路，分别去控制每一只双向全控开关中的功率晶体管BGi，图8仅示出了一个隔离驱动电路，其中下标i＝1，2，3，4，图中的bi接图3BGi的基极，Oi接BGi的发射极，fi分别与图7中的f1～f4相连。当fi为高电平时，则晶体管G1i，G2i，光耦合器li均导通，为BGi提供正的基极电流，这时，对应的双向全控开关Ti也导通，反之，当fi为低电平时，Ti关断。
网9是保护系统控制电路的主体部分电路图，(其他部分已分别在图2、5、7中表示出)。保护系统的主电路，如前所述，由并接在变压器原边的可控硅双向开关Th1构成，控制电路包括绝对值比较器，双向可控硅驱动电路，单稳电路，光耦合器，延时电容及由与非门N4、N5组成的封锁电路(见图7)，由非门N3和双向模拟开关SW4组成的放电电路(见图5)和过流取样电阻R0(见图2)。来自过流取样电阻R0上的电流信号从Q端输入，经由比较器K5、K6组成的绝对值比较器比较后，一路控制由晶体管G5组成的双向可控硅驱动电路，在g端输出触发主电路可控硅双向开关Th1(即图示实例的双向可控硅)的控制信号，另一路触发由晶体管G1、G2组成的单稳电路，控制光耦合器l5在P端输出电平信号。在晶体管G1的集电极与发射极间并接了延时电容C1。
保护动作是这样完成的，当交流斩波器输出正常电流时，绝对值比较器输出低电平，这时晶体管G1、G3截止，双向可控硅驱动电路在g端无信号输出，单稳电路也无信号控制光耦合器，光耦合器截止，P端呈高电位，此时封锁电路的与非门N4、N5的门打开，交流斩波器按正常规律工作;放电电路的非门N3输出低电平，双向模拟开关SW4断开，故脉冲采样调节器也按正常规律工作。当交流斩波器过流时，绝对值比较器输出高电平，这时，晶体管G3导通，双向可控硅驱动电路在g端有控制信号输出，去触发可控硅双向开关Th1，为变压器原边提供了旁路通道。同时，晶体管G1、G2也导通，使光耦合器l5导通，P端呈低电平，此时，封锁电路的与非门N4、N5输出高电平，使T1、T2关断，T3、T4导通，交流斩波器输出零电压;放电电路的非门N3输出高电平，双向模拟开关SW4导通，为脉冲采样调节器中积分器的积分电容C3放电，这样就为恢复正常运行时，提供了一个软调节过程，使积分器从零开始积分，可避免输出电压发生阶越变化。当过流消除后，必须保证可控硅双向开关Th1阻断后，交流斩波器才输出电压，为此，设置了延时电容C7，以使在过流消除，晶体管G3截止后，P端仍维持低电平10ms以上，交流斩波器继续保持输出零电压，直到可控硅双向开关Th1恢复阻断后，交流斩波器才输出电压。由此可见，保护系统的控制电路在过流发生时，同时完成a.触发可控硅双向开关Th1，为变压器原边电流提供旁路通道。
b.给脉冲采样调节器中积分器的积分电容放电。
c.令交流斩波器输出电压为零并保持至可控硅双向开关Th1关断为止。
发明实施例，将图2中的Q、g端分别与图9中的Q、g端对应连接，图2中的R、S端分别与图4中的R、S端对应连接，图4中的A端与图5中的A端相连，图5中的B端与图7中的B端相连，图5、图7械腜端与图9中的P端相连。
本发明交流稳压器的电压补偿采用了交流斩波器，由于交流斩波器输出中的谐波分量容易滤除，特别当采用四开关交流斩波器时，用倍频式脉宽调制方法，使频率增高，就更有利于消除谐波，而且还能对正或负的电纲电压均作补偿，使用时，不必另配自耦变压器，所以本发明稳压器的稳压范围大，滤波器简单，尺寸小，再则，交流斩波器的输出受反馈调节器内的脉冲调节器控制，而这种调节器是在每半个电源周期中，用和误差成比例的脉冲电压对积分器积分，其调节过程动态响应快，稳态无差，准确度高。稳压装置的保护采用过载能力大的可控硅旁路变压器原边电流，其价格低，可靠性高，综上所述，本发明具有体积小、重量轻、成本低、稳压范围大、失真度小、动态性能好、运行可靠、效率高等优点。
权利要求
1.一种交流稳压器，其特征在于具有交流斩波器[1]，工频变压器[2]，滤波器[3]，反馈调节器[4]，脉宽调制器[5]，隔离驱动电路[6]和保护系统[7]，电纲交流电经交流斩波器[1]输入变压器[2]的原边，把变压器付边电压与电纲电压迭加，再经滤波器[3]滤波后得到的输出电压与给定电压比较后输入反馈调节器[4]调节，用调节后的输出信号去控制脉宽调制器[5]的输出脉宽，该输出脉宽经隔离驱动电路[6]隔离和放大后驱动交流斩波器，使变压器在交流斩波器提供的电压控制下，其付边电压值正好等于差额电压，用以补偿电压偏差，实现稳压；设置的保护系统[7]用以旁路变压器[2]原边的过载电流。
2.按权利要求1所述的交流稳压器，其特征在于所说的交流斩波器〔1〕为四开关交流斩波器，它是由四个双向全控开关〔T1～T4〕组成的桥式电路。
3.按权利要求1所述的交流稳压器，其特征在于所说的脉宽调制器〔5〕为倍频式脉宽调制器。
4.按权利要求1所述的交流稳压器，其特征在于所说的反馈调节器〔4〕包括a.放大器〔8〕，对误差电压进行放大。b.采样脉冲形定电路〔9〕，提供一个频率为电源频率两倍的采样脉冲cp1，脉冲CP1及前沿与cp1的后沿相重合的脉冲cp2。c.脉冲采样调节器〔10〕，在每半个电源周期中，用宽度一定，幅度和误差成正比的脉冲电压对积分器积分。
5.按权利要求4所述的交流稳压器，其特征是所说的脉冲采样调节器包括a.峰值保持器，将峰值误差信号保持下来。b.脉冲采样开关，当采样脉冲到来时，开关打开，让误差信号通过。c.跟随器，对误差信号进行阻抗变换。d.零保持开关，防止跟随器高输入阻抗产生静电干扰。e.积分器，当采样脉冲到来时，对误差信号积分。f.放电开关，当采样完成后，为峰值保持器放电。
6.按权利要求5所述的交流稳压器，其特征在于所说的峰值保持器由运算放大器A3、二极管D6和电容C2组成，所说的脉冲采样开关，零保持开关，放电开关分别为双向模拟开关SW1、SW2、SW3，所说的跟随器由运算放大器A4组成，所说的积分器由运算放大器A5，电阻R13，电容C3组成，将峰值保持器的输出端接脉冲采样开关SW1和放电开关SW3，SW3的另一端接负电源E-，SW1的另一端接跟随器的输入端，跟随器的输出端接积分器，零保持开关SW2接在跟随器的输入端及地之间，SW1、SW2、SW3的控制端分别接cp1、CP1、cp2脉冲。
7.按权利要求1所述的交流稳压器，其特征在于所说的保护系统包括主电路和控制电路二部分，其主电路由并接在工频变压器原边的可控硅双向开关Th1构成，控制电路由绝对值比较器、双向可控硅驱动电路、单稳电路、光耦合器、延时电容、封锁电路、放电电路及过流取样电阻构成，在过流发生时，控制电路同时完成a.触发可控硅双向开关Th1，为变压器原边电流提供旁路通道。b.给脉冲采样调节器中积分器的积分电容放电。c.令交流斩波器输出电压为零并保持至可控硅双向开关Th1关断为止。
8.按权利要求7所述的交流稳压器，其特征是并接在工频变压器原边的可控硅双向开关Th1为双向可控硅，或者是二只反并联单相可控硅，或者是由四只二极管和一只单相可控硅组成的组合双向导通可控硅。
全文摘要
本发明公开的“交流稳压器”是一种交流稳压装置。该稳压器由反馈调节器内所含的脉冲采样调节器，在每半个电源周期中对误差电压进行积分，并用积分后的信号经脉宽调制器去控制交流斩波器，使其有正确的输出电压供给工频变压器原边，从而使变压器副边获得的电压正好等于电网电压和恒定电压间的差额，用以补偿电网电压的偏差，实现稳压之目的。该交流稳压器失真度小，稳压范围大，动态性能好，体积小，重量轻，成本低，可靠性高。
文档编号G05F1/20GK1033325SQ87107968
公开日1989年6月7日 申请日期1987年11月22日 优先权日1987年11月22日
发明者应建平 申请人:浙江大学