本发明涉及微波通信领域，具体涉及一种双通带功率放大器设计方法。
背景技术：
双通带或多通带在现代通信系统中的应用越来越广泛，双通带放大器可以同时工作(简称并发模式)于两个不同频段，这适应了现代无线通信系统多样化的趋势。在射频前端中，放大器作为占空间最大的模块，使用双模或多模放大器可以避免设计额外的放大电路，从而大大减小尺寸。而匹配电路作为放大器不可或缺的一部分，其结构与性能直接决定了放大器的工作状态是否理想。
设计双通带放大器匹配网络的方法有多种，最常见的做法是通过对放大器阻抗特性的分析，实现在两个工作频段的匹配。这种方法因为考虑晶体管的不同阻抗特性，存在设计过程比较复杂，且最终电路尺寸较大等缺点。第二个比较常见的方法是使用开关，比如微机电系统(mems)、pin开关二极管等。这种设计方法因为开关的引入使插入损耗增大，且不能设计为并发的双通带系统，这让开关的使用在双通带系统中受到限制。最近提出的一种设计并发双通带放大器的方法是在单通带匹配网络后串联枝节负载线，从而使单通带匹配网络变为双通带，实现了双通带放大器。在设计这种双通带放大器时，首先设计了一种单通带的功放，这个功放的工作频段同时包含有f1和f2，然后在匹配电路后串联了枝节负载线，这段传输线可以在频率f1和f2中产生一个传输零点，从而实现了双通带的效果。但是，正因为串联负载线的引入，原先的单通带匹配电路需要额外增加尺寸。虽然这种设计方法简便易于实现，可是却存在电路尺寸较大的缺点，不符合现代通通信系统小型化的设计要求。其原理图和整体结构如图1所示。
在传统的双通带放大器中，主要可分为并发与非并发两种。并发模式放大器可以同时工作在不同的频段，而非并发模式不能同时工作于不同的频段。对于并发模式的放大器，最常见的设计匹配电路的方法是通过对放大器模型的仿真分析获得模型阻抗，然后分别在两个频段实现匹配。这个过程既要保证工作频段的匹配，也要考虑带外的抑制效果，因此其设计过程往往比较复杂。另一种并发双通带匹配技术解决了上述传统匹配的复杂设计过程，直接在单通带放大器后级联负载谐振器，从而在单通带内产生传输零点，实现了双频段放大(如图1所示结构)。这种方法简单有效，但是因为额外的级联网络，匹配电路的整体尺寸变大很多，这不利于小型化设计。对非并发模式放大器，往往通过引入射频开关(mems，pin开关二极管等)来实现，这使这种工作模式因为射频开关的引入有较大的插入损耗。
研究状况表明，对于放大器的匹配电路，传统的并发双通带匹配电路的设计方法繁琐或者电路尺寸较大，基于射频开关的非并发匹配电路又具有较大的插入损耗。以上的设计方法都难以做到即是并发系统、又有较小的插入损耗，同时还符合小型化的设计要求。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是对于放大器的匹配电路，传统的并发双通带匹配电路的设计方法繁琐或者电路尺寸较大，基于射频开关的非并发匹配电路又具有较大的插入损耗，以上的设计方法都难以做到即是并发系统、又有较小的插入损耗，目的在于提供一种双通带功率放大器设计方法，解决上述问题。
本发明通过下述技术方案实现：
一种双通带功率放大器设计方法，包括以下步骤：s1：根据双通带功放的设计指标，确定带通滤波器的工作参数；所述带通滤波器的工作带宽包含双通带的两个工作频段；s2：由带通滤波器的工作参数确定低通原型滤波器的工作频段及其阶数；s3：将低通原型滤波器的输出阻抗进行诺顿变换至50ω；s4：将诺顿变换后的低通原型滤波器的通带中插入传输零点；s5：将插入传输零点后的低通原型滤波器转化为微带线形式；s6：将滤波器作为输出匹配获得双通带功放。
现有技术中，对于放大器的匹配电路，传统的并发双通带匹配电路的设计方法繁琐或者电路尺寸较大，基于射频开关的非并发匹配电路又具有较大的插入损耗，以上的设计方法都难以做到即是并发系统、又有较小的插入损耗。
本发明应用时，先根据双通带功放的设计指标，确定带通滤波器的工作参数；所述带通滤波器的工作带宽包含双通带的两个工作频段；由双通带功放的设计指标，确定要设计的带通滤波器的截至频率。因为本发明采用插入传输零点的方式，所以单通带的工作带宽要包含所要设计的双通带频率，两个工作频段必须都在通带内，这样在插入传输零点构建了一条阻带后，才能保证匹配电路可以在指定频段工作。然后由带通滤波器的工作参数确定低通原型滤波器的工作频段及其阶数。再然后将低通原型滤波器的输出阻抗进行诺顿变换至50ω；为了使匹配带通滤波器输出阻抗为50ω，在这里采用诺顿变换将r4转换为50ω。
此时产生的匹配电路是一种单通带匹配电路，此时将诺顿变换后的低通原型滤波器的通带中插入传输零点，使得单通带匹配电路形成双通带匹配电路；双通带匹配电路是在单通带的基础上，在通带内插入传输零点的方法形成的。这个方法不仅简单易于实现，且可以令匹配电路同时完成滤波的功能，对于匹配和滤波电路单独设计的传统双通带pa(功率放大器)而言是一种新方法。
再然后将插入传输零点后的低通原型滤波器转化为微带线形式，在射频电路中，往往采用分布参数元件代替集总参数元件，所以需要将上述匹配电路转化为微带线形式，从而完成设计。本发明通过在单通带匹配滤波器中插入传输零点，获得匹配与滤波功能融合的双通带输出电路，通过这个方法可以省略匹配电路使放大器直接与滤波器相连，且同时完成匹配的功能，而输出匹配电路电感所转化的微带线同时作为匹配和偏置电路的一部分，从而简单有效，设计相对简便，且电路尺寸不会因为传输零点的引入而增加，同时本发明采用并发的匹配电路结构，没有引入射频开关，所以插入损耗较小。
进一步的，步骤s4包括以下子步骤：将诺顿变换后的低通原型滤波器的并联电容中串联电感实现在通带中插入传输零点。
进一步的，步骤s4包括以下子步骤：将诺顿变换后的低通原型滤波器的并联电感中串联电容实现在通带中插入传输零点。
进一步的，步骤s4包括以下子步骤：将诺顿变换后的低通原型滤波器的串联电容中并联电感实现在通带中插入传输零点。
进一步的，步骤s4包括以下子步骤：将诺顿变换后的低通原型滤波器的串联电感中并联电容实现在通带中插入传输零点。
本发明应用时，为了获得传输零点，对于并联谐振器而言，通过在并联电容中串联电感或在并联电感中串联电容获得一个传输零点。对于串联谐振器而言，通过在串联电容中并联电感或在串联电感中并联电容获得一个传输零点。
进一步的，步骤s5包括以下子步骤：s51：将插入传输零点后的低通原型滤波器中的串联电感用高阻抗线替代；s52：将插入传输零点后的低通原型滤波器中的并联电感用短路线替代；s53：将插入传输零点后的低通原型滤波器中的并联电容用开路线替代，并保留隔直电容和插入传输零点时产生的电容。
本发明应用时，在射频电路中，往往采用分布参数元件代替集总参数元件，所以需要将上述匹配电路转化为微带线形式。而插入传输零点时产生的电容保留下来后，既可以形成传输零点，也能起到部分去除电源纹波的作用。
进一步的，步骤s2包括以下子步骤：s21：将带通滤波器中晶体管的输出阻抗等效为电容与电阻的串联，并接入低通原型滤波器；s22：根据晶体管的输出阻抗得出低通原型滤波器的参数。
本发明应用时，晶体管的输出阻抗zs＝r0-jx通常可以用电阻与电容的并联代替，其中x＝1/ωc0。通过求闭合解的方式计算低通原型中的g值，然后通过g值获得带通滤波器集总元件参数，将其中并联电容转换为并联谐振器，串联电感转换为串联谐振器。通过以上转换后，获得输入阻抗为zs*的匹配带通滤波器。
本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
1、本发明一种双通带功率放大器设计方法，通过在单通带匹配滤波器中插入传输零点，获得匹配与滤波功能融合的双通带输出电路，通过这个方法可以省略匹配电路使放大器直接与滤波器相连，且同时完成匹配的功能，而输出匹配电路电感所转化的微带线同时作为匹配和偏置电路的一部分，从而简单有效，设计相对简便，且电路尺寸不会因为传输零点的引入而增加，同时本发明采用并发的匹配电路结构，没有引入射频开关，所以插入损耗较小；
2、本发明一种双通带功率放大器设计方法，插入传输零点时产生的电容保留下来后，既可以形成传输零点，也能起到部分去除电源纹波的作用；
3、本发明一种双通带功率放大器设计方法，通过将晶体管的输出阻抗引入低通原型滤波器的方式，可以有效的将低通原型滤波器进行阻抗匹配。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
图1为现有技术原理与整体结构示意图；
图2为三阶低通原型滤波器原理图；
图3为转换后三阶低通原型滤波器原理图；
图4为诺顿变化过程示意图；
图5为引入传输零点的匹配电路原理图；
图6为单通带匹配电路原理图；
图7为双通带匹配电路原理图；
图8为单通带匹配电路仿真图；
图9为双通带匹配电路仿真图；
图10为双通带放大器示意图；
图11为双通带放大器仿真图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
实施例
本发明一种双通带功率放大器设计方法，一种双通带功率放大器设计方法，包括以下步骤：s1：根据双通带功放的设计指标，确定带通滤波器的工作参数；所述带通滤波器的工作带宽包含双通带的两个工作频段；s2：由带通滤波器的工作参数确定低通原型滤波器的工作频段及其阶数；s3：将低通原型滤波器的输出阻抗进行诺顿变换至50ω；s4：将诺顿变换后的低通原型滤波器的通带中插入传输零点；s5：将插入传输零点后的低通原型滤波器转化为微带线形式；s6：将滤波器作为输出匹配获得双通带功放。
本实施例实施时，如图2所示，本实施例采用三阶低通原型设计输出匹配滤波网络。
如图2和图3所示，滤波器的g0是晶体管输出电阻r0的归一化阻抗，晶体管的输出阻抗zs＝r0-jx通常可以用电阻与电容的并联代替，其中x＝1/ωc0。通过求闭合解的方式计算低通原型中的g值，然后通过g值获得带通滤波器集总元件参数，将其中并联电容转换为并联谐振器，串联电感转换为串联谐振器。通过以上转换后，获得输入阻抗为zs*的匹配带通滤波器此时的负载r4＝g4r0是不等于50ω的。
如图4所示，为了使匹配带通滤波器输出阻抗为50ω，在这里采用诺顿变换将r4转换为50ω。其中输入阻抗为zi不改变，输出阻抗z0诺顿变换后变为原来的n2倍，其中n2＝50ω/z0。通过以上的设计步骤后，一个输入阻抗与晶体管阻抗共轭匹配，则该带通滤波器的输出阻抗为50ω。
如图5所示，c是串联的电容。通过串联合适的c值之后，单通带内会产生一个传输零点，从而形成双通带特性。这里，r0与c0的并联作为晶体管阻抗。其中，c1＝c1'+c0。利用a矩阵来分析这个双通带匹配电路，获得其传输函数，并分析其零点位置。
如图6-9所示，通过以上的设计过程，本发明用一个实例展示设计效果。取晶体管阻抗为zs＝(25-j*11.7)ω，设计一个中心频率分别为1.5ghz/2.45ghz的双通带匹配电路。首先，设计一款能工作于1ghz-2.8ghz的宽带匹配滤波器。然后，在不改变单通带匹配电路任何参数的情况下，在并联谐振器的并联电感中串联了一个4.2pf的电容，从而产生一个传输零点。其中，图6的仿真结果如图8所示，图7的仿真结果如图9所示。
如图10和图11所示，c2'作为隔直电容予以保留。同时被保留下来的还有c，这是因为在以后的设计中保留电容c可以方便的调试电路。最后，通过优化以达到最终的设计目标。通过以上的设计步骤，本发明最终设计了一款双通带功率放大器。该放大器的晶体管采用cree公司的cgh40010-f，其输出功率可达到10w。如图10所示，放大器的整体结构采用微带线实现，其输入匹配网络由单通带匹配滤波器实现，其输出匹配网络由本发明提出的双通带匹配网络实现，输入输出都采用三阶匹配网络。如图11所示仿真结果，在输入功率为28dbm时，可以看出其双通带1.5ghz/2.45ghz的最大输出效率都在70％以上，增益在13db左右。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。