列的触摸传感器或像素，例如4x4阵列的电极像素210,各自5x5cm2。可以使用ΙΤ0和铜 来实现触摸传感器电极，但是也可以使用其他的材料。应该理解的是，在不偏离本公开的范 围的情况下，各种各样的像素配置是可能的。扩展范围的检测不仅能够实现3D手势，而且 通过允许l〇cm的像素分离间距极大地有益于功耗。从而，可以利用相对少的像素来实现大 的检测面积（在该系统中40x40cm2)。
[0056] 对于自电容读出，像素连接到C2F转换片204。在该示例中，C2F转换片204包括 TFTLC检测振荡器（S0) 214的阵列，每一像素一个TFTLC检测振荡器（S0) 214。手势扰乱 了像素的自电容，导致了S0中的频移。频分复用可以用于增加读出帧速率。在该示例中， 与每一行中的四个像素对应的S0被设置成四个不同的标称频率（匕4)。这能够实现同时读 出四个不同频道中的每一行。S0中的每一行由拾波环216包围，且来自四个行的环并行连 接到接口到CMOS读出1C206的单个拾波环218。在读出期间，在CMOS读出1C206的控制 下，TFT扫描电路通过轮询EN〈1-4〉信号顺序地使能S0的每一行。通过使用到CMOS读出 1C的单个接口能够实现像素数目及从而整个检测区域的可扩展性，且通过同时读出每一行 中的四个像素能够实现帧速率的增加。
[0057] 为了利用二维阵列像素进一步实现扩展的范围检测，可以使用两种方法。首先，可 以使用高QTFTS0,通过大的图案化电感来实现。这通过对杂散噪声和TFT设备噪声进行 滤波增强了灵敏度。下文描述了S0和低噪声CMOS读出信道。其次，在大面积检测片上，差 分路由可以用于将S0连接到如通常由附图标记220所示出的像素的轨迹。虽然针对每一 连接仅需要单个轨迹，但是从手势到轨迹上的任何地方的静电耦合可以影响到所检测到的 电容，从而降低了像素处的检测定位。为了确保在像素处的检测定位，将反相位信号路由到 靠近每一个轨迹（如在图8中所示出的）。这导致了强静电耦合到该轨迹，限定了其电场， 从而使得像素自电容为与手势的主要耦合。反相位信号是从TFTS0可利用的。
[0058] 在图9中示出了C2F片和CMOS读出1C的另外的细节。在该示例中，每一行中的 四个S0 222被设计成具有通过最小400kHz分开的标称频率（通过图案化的平面电感设 置）。四个S0 222与拾波环电感性耦合。CMOS读出1C包括四个频率读出通道230和扫描 控制驱动器232。
[0059] 四个CMOS频率读出通道与在如下内容中公开的通道类似：Y.Hu，L.Huang， W.Rieutort-Louis，J.Sanz-Robinson，S.Wagner,J.C.Sturm和N.Verma，"3D gesture-sensingsystemforinteractivedisplaysbasedonextended-range capacitivesensing(基于扩展范围的电容性检测的用于互动显示的3D手势检测系统）"， ISSCCDige.Tech，论文集，第212-213页，2014年2月，将其全部并入本申请中。每一通道 包括LC本地振荡器（针对标称S0频率中的每一个设置）。通过差分吉伯混频器执行频率 下变换，且通过二阶低通滤波器（LPF)实现下转换信号上的频率信道隔离。LPF截止频率被 设置在20kHz，其从相邻的信道产生最小的幅度抑制26dB。使用二阶段的前置放大器和连 续时间迟滞比较器将所产生的输出放大成频率调制的数字信号。为了减小噪声，采用两种 方法：（1)前置放大器利用200kHz截止频率将噪声滤出，其由5pF输出电容器设置；（2)比 较器中的迟滞避免了由于靠近下转换信号的交叉点的噪声可能发生的错误的输出边缘。然 后，利用从L0导出的时钟使用16比特时间到数字转换器（TDC)来执行频率的数字化。
[0060] 扫描控制驱动器仅生成全局重置和二相位时钟信号，其具有3. 6V的摆动，以控制 由C2F片上的TFT电路生成轮询EN〈i〉信号。以下内容描述了TFT电路的细节，其有助于 实现增强的扫描速率和对像素阵列的可扩展能力。
[0061]A.薄膜检测振荡器（S0)
[0062] 图10表示检测振荡器（S0)242的框图。应该理解的是，可以在不偏离本公开范 围的情况下使用其他的so配置。为了充分地分开四个频率读出通道，需要高频率振荡，且 为了确保通道中的充分的电容检测准确性，需要低相位噪声（抖动）。虽然TFT具有低性 能，其中fT大约1MHz，但是使用LC振荡器获得超过fτ的高频率振荡。因为箱式电感器与 TFT寄生电容共振，从而使得频率不受寄生元件的限制，所以这是可能的。重要的要求是 满足正反馈振荡条件（gniRtank> 1)。对物理上大型线圈构图的能力能够实现增加的电感器 Q(高Rtank)，能够实现鲁棒性振荡，而不管低TFT性能。图11a是示出针对四个标称S0频率 (3. 0MHz、2. 4MHz、l. 7MHz、l. 3MHz)的电感器参数的表且图lib是示出针对四个标称S0频率 (3. 0MHz、2. 4MHz、l. 7MHz、l. 3MHz)的电感器参数的图。还绘制了四个平行S0通道Fi4的示 波器波形。所产生的高Q箱还改进了针对高TFT噪声的振荡器抖动。由于其对系统SNR造 成限制，所以这是个重要因素。对于所有的振荡器，所测量的抖动是< 5. 4psRMS。
[0063] B.薄膜扫描电路
[0064]TFT扫描电路被配置成生成可扩展到大数目的行的可顺序行启用的信号（EN <i>)，然而使用来自CMOS读出1C的最小数目的信号。EN<i>信号驱动S0的末尾 TFT(参见图10)。在一方面，针对扫描电路的挑战是，对于S0设备中的足够的电流（跨导 (transconductance))(以满足正反馈振荡条件）以及针对高扫描速率需要大的和快速的 输出电压摆动；在另一方面，在标准的a-Si过程中缺少PM0S设备可能导致大的静态电流， 这使得功耗升高了，尤其是当使用大的供电电压和针对所需的摆动和速度的设备时。
[0065]图12表示扫描电路252的框图。所使用的电路类似于在下文中公开的设 ：T.Moy,ff.Rieutort-Louis,Y.Hu,L.Huang,J.Sanz-Robinson,J.C.Sturm,S.Wagner和N.Verma，"Thin-FilmCircuitsforScalableInterfacingBetweenLarge-Area ElectronicsandCMOSICs(用于在大面积电子产品和CMOSIC之间可扩展接口的薄膜电 路）"，设备研究会议，2014年6月，将其全部并入本申请中。应该理解的是，可以在不偏离 本公开范围的情况下使用其他扫描电路。扫描电路仅需要来自CMOS读出1C的三个控制 信号：二相位时钟信号（CLK_IC、CL/{7Z^F)和全局的重置（GRST_IC)。除了电平转换器之 外（其将CMOS3. 6V10电压转换成~15V)，一次仅由一个扫描元件（Scan[i]消耗静态功 耗）。这能够在总功耗的最小扩展的情况下实现行数量的扩展。尽管没有PM0S设备，但是 生成了具有接近TFT供应电压的全摆幅EN<i>输出。
[0066] 图13a和图13b表示示出针对在链路中的电平转换器和第N个扫描单元所测量的 操作性波长的图。电平转换器是通过输入AC耦合网络偏向充分增益的公共源放大器（参 见图12)。AC耦合时间常数被设置地足够慢以维持时钟脉冲。被选择用于快速上升时间的 低值的负载电阻器避免了公共源放大器的输出完全到达接地。为了实现摆动到接地，包含 了输出电容器和NM0S，从而确保了扫描元件中静态电流的最大限制。
[0067] 扫描元件（参见图12) -般如下文所述的工作。初始地，仅ΕΝ<N>节点通过全 局重置信号（GRST)被放电至接地。然后，在扫描期间，第N个元件从N-1元件接收充电信 号（CIN)，由驱动。这对内部电容器Cint的两个板进行了放电。因此，当CIN变低 时，上拉电阻器将Cint的底板充电到高。Cint(470pF)被设置成比加载输出的寄生电容器 更大，从而导致ΕΝ<N>也上升到接近供电电压的值。然后，这使得能够实现当由CLX/丽 控制时C0UT升高。在这之后，仅Cint的顶板通过从N+1元件接收的重置信号（RST)被放 电。因此，由Cint的顶板上的TFT导致的泄漏电流用于在该状态下保持输出电压。这允许 扫描元件的数目被鲁棒性地增加，而不管在动态输出节点的有效重置之间更长的时间。此 外，由于一次仅针对一个扫描元件确保CIN，所有效和静态的功率不随着链路中的元件数目 而扩展。
[0068] 试验结果
[0069] 图14表示原型触摸检测系统262的图。触摸检测系统252包括在来自IBM的 130nmCMOS中制造的定制CMOS读出1C264和在50μm聚酰亚胺上（为了清楚起见仅示 出C2F片的一半）在室内制造的TFT电路266。TFT工艺是基于氢化的a-Si(a-Si:H)，在稳 定180°C下。SO的交叉耦合的TFT针对低频通道$3和F4)的大小为3600μm/6μm且针对 高频通道的和F2)是1800μm/6μm。扫描电路的TFT的大小是2000μm/10μm(CINTFT) 和1000μm/10μm(GRST、RST和CLK