专利名称：自适应天线阵列和控制所述天线阵列的方法
技术领域：
本发明涉及自适应天线阵列和控制自适应天线阵列的方法，尤其是使用非数据(如导频)码元辅助信道估计的自适应天线阵列和用于控制所述阵列的方法。
为了限制由于无线器件的增加而导致的干扰影响，可以使用一种具有干扰抑制或清除能力的自适应天线阵列，也被称为智能天线。例如，自适应天线阵列可以执行被称为分集合并的功能来补偿干扰以及信号衰减。
移动台发射射频通信信号后，原始信号因为遇到不同的物体表面而导致信号反射。由于这些被称为反射面或散射面的反射表面的作用，原始信号变成多个反射信号。每个反射信号在经过多条路径中的一条传播后，分别到达接收器件(比如，具有包括多个天线单元的自适应天线阵列的基站)在每个天线单元中，反射信号组合起来形成合成信号。
由于空间分离和/或使用的极化不同，天线单元和天单线元之间的合成信号的传播或衰减特性也不同。在合并分集中，单独处理收到的信号，进行加权(如乘以一个加权因子)然后合并。计入加权因子是为了补偿干扰和信号衰减。
可以根据各种不同的算法计算加权因子。在Signal Acquisition andTracking with Adaptive Arrays in the Digital Mobile Radio System IS-54with Flat Fading，IEEE transactions on vehicular technology(Nov.1993)一书中，J.H winters描述了两种这样的合成算法，最小均方差(“LMS”)算法和直接矩阵求逆算法(“DMI”)。LMS和DMI算法是为了使参考信号与自适应天线阵列处理过的，加权和合成的输出信号之间的均方误差最小而设计的。
这些算法并非没有它们各自的缺点。正如Winter指出，LMS算法对于处理通常称为多径衰减的信号干扰现象就不很适合，其中自适应天线阵列的天线单元所接收的不同信号之间相位不同。Winter还承认，DMI算法也不适用于使用时变信号，并推荐将周期“训练”或再校准与例如滑动窗口或遗忘功能这样的技术相结合以补偿使用DMI算法的信号的时间差异特性。
具体实施例方式
根据本发明的一个方面，用于控制自适应天线阵列的方法包括接收多个信号，每个信号包括一系列信号数据码元和信号非数据码元，每个信号非数据码元安排在信号数据码元中。由于原始信号不同反射的叠加或累加不同，收到的每个信号与所述多个信号中的其它信号相关。该方法还包括将信号非数据码元从信号数据码元中分离出来，并且将信号非数据码元与已知的一组非数据码元比较。该方法进一步包括根据将信号非数据码元与已知非数据码元比较而确定的一组加权因子，加权因子与信号数据值合并以限制信号数据码元上的干扰影响。自适应天线阵列还包括权计算器，该权计算器具有控制权计算器执行该方法的比较和确定步骤的程序。
图1示出通信网络或系统20，具体地说是移动或无线射频通信系统。尽管所示系统20是移动或无线射频通信系统，系统20也可以是任何类型的通信系统，例如有线或有线连接系统或使用射频通信之外的通信方式的系统。
系统20包括多个移动通信器件(比如移动台)22和多个固定通信器件(比如基站)24。移动台22和基站24使用射频信号通信。基站24与移动交换中心26通过有线或有线连接相连。移动交换中心26又通过有线或有线连接与公共电话交换网28相连。
尽管为了易于说明，图1中只示出了有限数量的移动台22、基站24和移动交换台26，应当认识到，系统20可以，而且典型地包括大量的移动台22与大量基站24通信，基站24又与大量的移动交换台26通信。在此介绍的发明不受所示系统20大小的限制。
尽管根据本发明的方法和装置也同样可用于其他通信系统，例如正交频分多址(OFDM)系统或全球移动通信系统(GSM)，移动台22和基站24优选地根据在无线通信系统中所使用的，由摩托罗拉公司根据商标集成数字增强网络(iDEN)格式将发射信号进行编码。如图2所示，iDEN格式的信号(带有未示出的用于校准功率放大器的训练码元和用于防止相邻发射的时间重叠的保护间隔)被分成多个(此例中是四个)在频分多路模式下的四个子信道中发射的不同信号30、32、34、36。四个子信道的每个信道都具有4ksym/秒的信号速率和4.5kHz的间隔(spacing)。总的信号带宽约为18kHz，适于通过25kHz的典型陆地移动信道发射。
每个信号30、32、24、36包括非数据码元(导频码元38和导频/同步码元40)和数据码元42。每个非数据码元38，40安排在接收机已知的多个预定位置/时间的数据码元42中，因此可被接收机恢复。恢复之后，导频码元38，40与一组已知的导频码元比较，以允许测量和纠正发射环境对数据码元42的影响，这将在下面更加详尽的阐述。同步码元由接收天线使用以允许信号同步，以便码元38，40，42可以被正确采样。每个发射单元中的数据码元42构成发射过程中传送的信息。
导频、同步和数据码元38、40、42在被称之为时隙44的码元发射单元中发射，图2中示出了其中一个码元发射单元。每个时隙44长15毫秒(包括图2中省略的PA训练码元和保护间隔)，并包括172个数据码元42和40个导频和导频/同步码元38，40。iDEN系统设计为支持多数据码元，例如QPSK，16QAM和64QAM的格式。
根据本发明实施例，至少一个(优选地为所有)基站24以及可能情况下一个或更多移动台22装备有自适应天线阵列。图3示出用于接收和处理无线发射信号的自适应阵列天线50。
阵列50包括m个天线单元52。尽管许多装置以一个方框代表，每个天线单元与单独一路(train)信号处理装置相连。每个路信号处理装置包括射频接收机和模数转换器54。尽管射频接收机和转换器以单个器件54示出，实际上接收机可以与转换器在物理上或操作上分离。接收机/转换器54的输出供给子信道解调器54和码元同步器58。
码元同步器58控制多个采样器件60，按照常规码元速率采样算法所确定的速率对子信道解调器56的输出进行采样。此后，被采样的信号送入权计算器62和乘法器64。权计算器62根据本发明的算法确定加权因子，乘法器64将加权因子与采样器60的输出相乘。乘法器64的输出送入求和器或加法器66，该加法器将来自每路信号处理的加权信号合并。加法器66的输出送入码元解码器68，例如，通过将发射的数据码元解码并将已解码的数据码元进行转换，使之成为话音信号，对信号进行进一步的处理。
现在参见图4，图中讨论了图3所示的自适应天线阵列50的操作方法。该方法开始于步骤70，其中阵列50的天线单元52接收多个信号。应认识到，被阵列单元52，例如其中一个基站24，所接收的每个信号组成了例如其中一个移动台22所发射的原始信号的不同反射信号的独特、各异的叠加或累加信号。如前所述，原始信号的独特且各异的反射是由于发射移动台22与接收基站24之间反射表面的干预而引起的。当然收到的信号也可能包含未被任何散射物反射过的直接的“视距”成分，因此每个阵列单元52所收到的信号包括原始信号，原始信号的多个反射信号的累加，或原始信号和原始信号多个的反射信号的累加。每个天线单元52所收到的信号也包含干扰移动台22或基站24的成分以及噪声成分。在下文中，来自移动台22或基站24的天线阵列50试图接收的信号被称为“期望信号”而来自其他移动台22和基站24的信号将被称之为“干扰信号”。每个天线单元52接收到多个信号后，与每个单元52相连的该路信号处理装置按照以下方法处理这些信号。
在步骤72，每个信号被射频接收机54从射频信号解调成基带信号。在步骤74，模数转换器54将每个已解调信号从模拟信号转换成数字信号。在步骤76，每个信号又被子信道解调器56解调或分离成子信道信号，如图2中所示30，32，34，26。
与此同时，码元同步器58分析由接收机/转换器54所产生的数字信号。也就是，码元同步器58使用常规同步算法(例如，美国专利号5,343,499所公开的算法，在此将其全部加入)以检测是否存在同步码元40并从这些码元40中确定用于采样器件60的恰当的采样时间和给定的时隙44中的每个导频和数据码元38，40，42的到达时间。具备了这个时间信息，就可能将导频码元38，40从数据码元42中分离出来。
随后，在步骤76，信号被解调器解调后，由码元同步器58控制的采样器60采样该解调信号使得导频码元38，40从数据码元42中分离出来。数据码元42供给乘法器46，而导频码元38，40供给权计算器62。权计算器62基于收到的导频码元38，40和接收机已知的一组参考导频码元确定供给乘法器64的，将要与数据码数据元42结合的加权因子，以限制干扰和噪声的影响。在步骤80，乘法器64将数据码元42和加权因子结合以对数据码元42“加权”。
在步骤82，加法器66将给加权的数据码元的结果累加起来构成补偿信号z(k)，其中k是数据码元索引。补偿信号z(k)在步骤84被输出到码元解码器68用于进一步处理。
图5示出根据本发明的、用于确定同数据码元42结合的权值向量w的方法(例如图4所示方法的步骤80的实施例)，以限制数据码元42上的干扰和噪声的影响。权值向量由以下方程式(1)确定。
w＝αKi+n-1b*式中，α为对码元判定阈值有重要作用的标量参数，Ki+n是估计的干扰加噪声空间协方差矩阵，b*为用于期望信号的估计阵列复共轭响应或“导引向量”。方程式(1)可以看作最大输出信号与噪声加干扰比值，或相当于最小均方误差值(或MMSE)。
该方法开始于步骤86，其中涉及码元和期望信道条件的信息由权计算器62获得。特别地，权计算器62获得关于导频码元采样值，已知(即预定或先前提供的)导频码元，和最坏的多普勒效应及延迟展宽(delay spread)的信息。就是说，导频码元采样可以优选地以矩阵形式表示为d×m的矩阵V，V等于[ν1，ν2，…，νi，…，νm]，式中νi是第i个天线单元收到的和将子信道解调器56输出进行采样得到的d×1导频采样向量。已知导频码元同样可以优选地用d×1的向量p的向量形式表示，p等于[p1，p2，…，pd]T，分别由τ和ν指示的最坏多普勒效应和延迟展宽是已知量，在阵列50运行前已经被结合到自适应天线阵列50的设计中。例如，多普勒展宽ν约等于1.5fν。式中f为载波频率，频率单位为GHz，ν为车速(Vehicle speed)，单位为每秒英里。延迟展宽与环境有关，但在陆地移动和蜂窝系统中典型值小于5微妙。
获得该信息后，在步骤88，权计算器62基于由最坏多普勒效应和延迟展宽所确定的期望信号最坏衰减特性，形成一个用于导频码元值38，40的估计值。尤其是，导频码元采样列向量νi(式中νi为列向量，等于[ν1，ν2，…，νd]T)可以是根据下列方程式(2)表示为自适应天线阵列50的第i个元素(或分支)νi＝Phi+ni式中P是已知导频码元的d×d对角矩阵(即＝diag(p))，hi为具有信号衰减(传播)增益的d×1的向量，ni为d×1的干扰和噪声因子(i+n)的向量。可选的表达有，Phi代表收到的由通信器件发射的导频码元采样值部分，该部分为衰减后接收机试图从中接收发射。ni代表由来自其他通信器件和噪声因子的干扰引起的导频码元采样值部分。
在确定收到的导频码元采样值部分时，Phi可以使用期望信号衰减增益线性MMSE估计导出hi。根据线性MMSE理论hi＝Cgi式中，C是估计矩阵，gi是粗估计信道增益向量(即，gi＝P-1νi＝P-1(Phi+ni)＝hi+P-1ni，g＝h+P-1n＝[g1，g2，…，gd])。元素gi被称为“粗”估计信道增益是因为没有试图减少来自其他通信器件和噪声的干扰的gi的成分。
C矩阵由公式(3)给出C＝RhgRgg-1式中，Rhg是h和g的互相关矩阵，Rgg是g的相关矩阵。可以如下导出RhgRhg＝E{hgH}＝E{h(h+P-1n)H}＝E{hhH}+E{h(P-1n)H}式中，上标H表示Hermetian转置(即复共轭转置)，E{X}表示统计期望运算(即统计平均值)，天线单元下标i从信号衰减增益向量hi中舍弃，因为由于进行期望运算的原因Rhg与天线单元无关。然而，因为衰减增益和噪声是不相关的，E{h(P-1n)H}等于零，剩下E{hhH}或Rhh。Rhh为信道衰减(传播)增益的协方差矩阵，也可以写作γRhh，式中γ为所考虑间隔上的信道能量平均增益(例如，计算信道加权向量的时间间隔)，Rhh现在是期望信道增益的归一化相关矩阵。可以如下导出RggRgg＝E{ggH}＝E{(h+P-1n)(h+P-1n)H}或Rgg＝E{hhH}+E{h(P-1n)H}+E{P-1nhH}+E{P-1n(P-1n)H}从前面Rhg的导出可以看到，第一项E{hhH}等于γRhh。因为衰减和噪声不相关，第二项和第三项，E{h(P-1n)H}和E{h(P-1nh)H}等于零。至于第四项，可以表示为等于P-1RnnP-1H。
将Rhg和Rgg做恰当的替换，注意P-1H等于P*-1，Hi的线性MMSE估计值为方程式(4)hi＝γRhh(γRhh+P-1RnnP*-1)-1P-1νi如以上提到，式中γ为考虑间隔的信道能量平均增益，Rhh和Rnn分别为具有维数为d×d的信道衰减和干扰加噪音的自相关矩阵。
衰减增益的自相关矩阵Rhh为时-频(相对于空间)自相关矩阵，即衰减函数与其本身在时域和频域内的移位结果相比较，是码元(时域)和子信道(频域)的导频码元的函数。为获得Rhh的自相关矩阵，使用了期望衰减统计即用于信道的最大单边延迟和多普勒频率τ和ν。特别地，假设期望延迟和多普勒分布(Doppler profile)是一致的，可使用如下二维傅利叶变换找到Rhh第i，j个元素Rh(i，j)＝sinc[2πτΔF(i，j)]·sinc[2πνΔT(i，j)]式中，τ代表最大单边延迟，ν代表最大单边多普勒频率频率，ΔT(i，j)和ΔF(i，j)分别是第i个和第j个导频码元之间的时间和频率的差分，sinc[x]定义为sin(X)/X的函数。
为获得干扰和噪声的自相关矩阵Rnn，假设导频码元采样值的干扰加噪声成分是平稳的白噪声，这样Rnn＝σ2·I式中，σ2是每个单元的干扰和噪声的平均功率，I是单位矩阵。尽管导频码元采样值的干扰和噪声部分是平稳的白噪声的假设在干扰情况下并不是绝对真实的，假设不能得到关于干扰信号特性的假设是合理的。
进一步假设已知导频码元具有相等的长度，即|pi|＝p，hi可简化为方程式(5)hi＝Rhh(Rhh+ρ-1I)-1P-1νi式中，ρ是每单元平均导频对干扰加噪声的比率，γp2/σ2。注意，如定义，p不能等于在每个天线单元处接收的信号经历的该信号的干扰加噪声的比率，因为导频和数据码元的能量不能相等。
因此Phi代表导频码元实例(instants)所收到信号的估计期望信号部分。在步骤90，通过使用在以下方法中使用Phi可计算导频码元采样值的干扰加噪声成分和干扰加噪声空间协方差矩阵Ki+n。应认识到，根据方程式(2)，导频码元采样估计期望信号部分Phi和导频码元采样值νi之间的差分是干扰和噪声引起的导频码元采样值部分，即ni＝νi-Phi将方程式(5)代入方程式(2)，ni可被重新写做如下形式ni＝σ2P*-1(Rhh+ρ-1I)-1P-1νi可以接连计算每单元干扰和噪声估计值ni以获得d×m的矩阵，N＝[n1，n2，…，nm]，形成方程式(6)N＝σ2P*-1(Rhh+ρ-1I)-1P-1V使用矩阵N，可通过如下形式使用常规采样协方差矩阵方法从方程式(1)估计干扰加噪声空间协方差矩阵Ki+nKi+n＝NHN进而，通过定义d×m矩阵G以表示经将已知导频码元分割成导频码元采样值而获得的“粗”估计信道增益，即G＝P-1V，并且通过定义变量R＝Rhh+ρ-1I，Ki+n可简化为Ki+n＝GHR-2G与Ki+n相关的标量项未在前面的方程式中示出，因为当计算加权值w时标量项相互抵消。计算机仿真已经证明，用R-1替换上面表达式Ki+n中的R-2，能够更好地抑制补偿信号中的干扰和噪声影响。
为了进一步改进Ki+n，不是对所有通过所有导频实例的干扰和噪声的进行平均加权计算，而使用对角加权矩阵A对导频分量(contribution of pilot)进行加权，该导频处于远离不很相关的数据码元的位置。特别地，用加权矩阵A根据下式计算Ki+n
Ki+n＝NHAN在本发明的一个实施例中，加权矩阵A是单位矩阵，因此不进行加权运算，而本发明其它实施例中，对不同导频做加权运算。此外，如上提到，R-2项可以用R-1项替换以产生方程式(7)Ki+n＝GHR-AR-G确定Ki+n项后，在步骤92对矩阵响应或“导引”向量b(维数m×1)进行估计(不过步骤88，90和92的顺序并不重要)。也就是，对每个天线单元i，根据方程式(8)，在数据码元实例(k)，标量信道增益bi是导频采样值νi的函数bi＝Zkgi式中，Zk是估计矩阵，gi为用于第i个天线的粗估计信道向量。本例中的矩阵Zk实际上是1×d的向量，其转置将被认为是一组导频内插系数，ck(式中Zk＝ckT)而矩阵Zk(或向量)由以下方程式给出Zk＝RbgRgg-1式中，Rbg是bi和g的互相关矩阵(本例中实际为1×d的向量)，是g的相关矩阵。可以如下导出RbgRbg＝E{bigH}＝E{bi(h+P-1n)H}＝E{bihH}+E{bi(P-1n)H}然而，由于导引向量和噪声是不相关的，E{h(P-1n)H}等于零，剩下E{bhH}或Rbh。Rbh是在数据码元实例处获得的信道衰减(传播)期望增益和在导频实例处的信道衰减增益向量的互相关矩阵(本例中实际为1×d的向量)。Rbh也可以写为γrbhT，其中γ是考虑间隔的平均信道能量增益(如一个时隙)rbh为数据码元实例k和导频码元实例的归一化互相关向量。Rgg可以如上导出构成γRhh.+P-1RnnP*-1.
将Rbg和Rgg进行恰当的替换，bi的MMSE估计为方程式(9)bi＝γrbhT(γRhh+P-1RnnP*-1)-1P-1νi在前述的以及此后的文中，应理解导频内插系数ck和使用的一组导频码元采样值是数据码元索引k的函数。
为获得信道衰减的互相关向量rbh，使用最坏单边延迟和多普勒频率τ和ν，并且与前面一样，延迟和多普勒分布被假定为是均匀的，以便rbh的第i个元素可用如下的二维傅利叶变换方法得出rbh(i，j)＝sinc[2πτΔF(i，j)]·sinc[2πνΔT(i，j)]式中，τ代表最大单边延迟，ν代表最大多普勒频率，ΔT(i，j)和ΔF(i，j)分别为第i个和第j个导频码元的时间和频率差分。
如上所述，假设导频码元采样的分量即干扰加噪声i+n，是平稳的白噪声，则Rnn＝σ2·I式中，σ2是干扰和噪声的每单元平均能量，I是单位矩阵。进一步假设收到的导频码元具有相等的长度，即|pi|＝p，则bi可简化为方程式(10)bi＝rbhT(Rhh+ρ-1I)-1P-1νi＝rbhTR-1P-1νi式中，如上所述，ρ是每单元平均导频对干扰加噪声的比值γp2/σ2。将每单元信道增益估计值结合起来形成m×1的向量b＝[b1，b2，…，bm]T和G，也就是G＝p-1V，并将R也就是R＝Rhh+ρ-1I带入方程式(10)以获得如下简化的b的方程式(11)b＝GTR-1rbh式中，R-1rbh代表用于考虑的数据码元的一组n个导频内插系数(或c)。
找到Ki+n和b的表达式后，在步骤94就可以进行加权计算。具体地说，将方程式(7)和(11)带入方程式(1)得到方程式(12)w＝α(GHR-AR-G)-1GHR-1rbh该式是至少一个常数内的加权解，并且该常数通常在分析中被省去。对多级(如，16QAM，64QAM等)码元的检测和生成用于前项纠错解码的信道状态信息α是有用的，并且在通常情况下可表示为(13)α＝(bTKi+n-1b*)-1用上述确定的值进行替换，α可以根据方程式(14)确定α=(rbhTR-1G(GHR-1/2AR-1/2G)-1GHR-1rbh)-1]]>根据本发明实施例，计算用于每个数据码元42的导引向量b时，优选地，减少计算干扰对噪声的空间协方差矩阵的次数以节省计算量(尽管只要愿意，可以为每个数据码元进行计算)。例如，片44中的数据码元42可以分成六个独立单元或块100，102，104，106，108，110并且计算每个块100，102，104，106，108，110的各自的干扰对噪声空间协方差矩阵。例如，如图6A所示，方块100可以包含具有十四个导频码元38，40的第一组(以黑色表示)和具有二十二个数据码元42(在矩形边界内)的第一组。如图6B-D所示，块102，104，106，108包含具有十四个导频码元38、40和26个数据码元42的附加组。最后一个方块110包括具有十四个导频码元38和其余的数据码元42的最终组。应认识到，时隙44所分割的方块可以不同于图6A-F所示，但仍在本发明的范围内。
参见方程式(1)、(11)和(13)，应认识到，可以通过权计算器62对方程式提前计算并存入存储器。例如，可以提前计算c，并存入存储器，c也被认为是导频内插系数的向量。Ql值是表达式 (即，QlQlH=Rl-1/2AlRl-1/2]]>)的cholesky三角阵，也可存入存储器。在本标记下，带有下标k的变量是对每个码元计算的，带有下标l的变量是基于块计算的。
从而，如图7所示，在步骤112，接收到用于时隙44的导频和数据码元38，40，42。并且，恢复有关已知导频码元的信息。在步骤14，信道增益的估计值通过将导频码元采样值除以相应的已知导频码元值计算出，也就是gi＝νi/pi。
在步骤116，对每个块100，102，104，106，108，110，将相关的估计信道增益合成矩阵Gi。在步骤118，在矩阵Ql(事先进行计算并存储在存储器中)Hermetian和矩阵Gl之间进行内积。在步骤120通过将在步骤118的结果的Hermetian转置与在步骤118的结果相乘计算出Kl，即Kl=(QlHGl)HQlHGl.]]>在步骤122，计算新的变量Ml。Ml是Kl的cholescky三角阵(即MlMlH=Kl]]>)。
对每个数据码元42，预先计算的值和那些在步骤116，122计算的值被结合以计算用于数据码元42的最终加权因子。具体而言，在步骤124，对相应于第k个数据码元的导引向量的Hermitian转置b*k进行计算，作为增益矩阵的Hermitian转置与导频内插系数的向量的内积，也就是 被计算出来。然后，在两个独立的步骤126，128求出加权方程式，该方程式可表达为(Kl-lb*k)(bTkKl-lb*k).]]>在步骤126，通过求解下列方程计算出加权方程式分子Klwk,num=MlMlHwk,num=b*k]]>步骤126涉及求解两个三角系统，避免对Kl直接求逆，因而节省了计算量。在步骤128，通过下式计算出加权因子(Kl-lb*k)(bTkKl-lb*k)=wk,num/(bTkwk,num)]]>这样，将步骤126的结果除以导引向量的转置相与将步骤126的结果的乘积得到最终的加权因子。然后乘法器64将该加权因子与数据码元42合并，并求和以产生最终信号z(k)。
应认识到，图7中所示方法可以有许多变化。例如，步骤124，126，128可以作为各自的块值加以计算，以便仅需要将一个Ml存入存储器。此外，用于给定的块的估计值Kl和b可以基于不同且独特的导频码元38，40得出。进一步地，用于各块之间每个K估计值的导频码元的个数可以不同而不必保持固定(例如，十四个)。同样，该方法可以用于一般的多载波格式的退化情况的发射或时隙格式，例如，单载波格式(在时轴上有多个码元但只有一个“子信道”)或单波特格式(多个子信道但时轴上只有一个码元长)。
通过使用本发明的方法和装置，确实可以产生益处。例如，可以限制数据码元上的干扰和噪声的影响。此外，在考虑快多径衰减时也可以限制该影响。进一步，无需将该方法或装置处理为特定调制格式就可以限制该影响。
通过研究说明书，附图和所附权利要求将能获得本发明的其它特点、目的和优点。
权利要求
1.一种方法，包括以下步骤接收多个信号，其中每个信号包括原始信号，原始信号的多个反射的累加，或原始信号和原始信号的多个反射的累加，接收的多个信号的每一个信号包括一系列信号数据码元和在信号数据码元中安排的信号非数据码元；将信号非数据码元从信号数据码元中分离出来；将信号非数据码元与一组已知信号非数据码元比较；和根据信号非数据码元与一组已知信号非数据码元的比较，确定一组加权因子，所述加权因子与多于多个信号的一个信号结合以限制信号数据码元上的干扰影响。
2.根据权利要求1的方法，其中每个信号非数据码元和已知非数据码元具有一个值，且所述比较步骤包含以下步骤；使用已知非数据码元值确定相应于每个信号非数据码元的估计值，其中，确定估计值的步骤包括将已知非数据码元值与一组衰减增益结合起来，所述衰减增益是接收信号的多普勒和延迟展宽的函数；和将非数据码元值与用于每个信号非数据码元相应的估计值进行比较。
3.根据权利要求1的方法，其中每个信号非数据码元和已知非数据码元具有一个值，且所述比较步骤包括以下步骤使用已知非数据码元值来确定相应于每个信号非数据码元的估计值，其中，确定估计值的步骤包括将已知非数据码元值与一组衰减增益结合起来，所述衰减增益是自适应天线阵列的接收信号的多普勒和延迟展宽的函数；和将所述非数据码元值与用于每个信号非数据码元相应的估计值进行比较。
4.根据权利要求1的方法，其中，每个信号非数据码元和已知非数据码元具有一个值，且比较步骤包括以下步骤使用已知非数据码元值确定相应于每个信号非数据码元的估计值；和将信号非数据码元值与用于每个信号非数据码元相应的估计值进行比较，其中，所述比较估计值的步骤包括步骤确定每个信号非数据码元值与它相应的估计值的差值。
5.一种控制含有多个天线单元的自适应天线阵列的方法，该方法包括步骤接收多个信号，每个信号包括一系列信号数据码元和信号导频码元，所述信号导频码元安排在所述数据码元之中，并且每个码元具有一个值，其中每个信号包括原始信号、原始信号的多个反射的累加、或原始信号和原始信号的多个反射的累加；将所述信号导频码元从所述信号数据码元中分离出来；用一组已知导频码元确定相应于每个所述信号导频码元的相应估计值，其中每个导频码元具有一个值；确定每个所述信号导频码元值与相应于每个所述信号导频码元的估计值的差值；和根据每个所述信号导频码元值与它相应的估计值的差值确定一组加权因子以限制信号数据码元的干扰影响。
6.一种控制含有多个天线单元的自适应天线阵列的方法，该方法包括步骤接收多个信号，每个信号包括一系列信号数据码元和信号导频码元，所述信号导频码元安排在数据码元之中，并且每个码元具有一个值，且与多个信号的其它信号相关的每个信号作为原始信号的反射；将所述信号导频码元从信号数据码元中分离出来；用一组已知导频码元确定相应于每个所述信号导频码元的相应估计值，其中每个导频码元具有一个值；确定所述信号导频码元值与相应于每个所述信号导频码元的估计值的差值；和根据每个所述信号导频码元值与它相应的估计值的差值来确定一组加权因子，以限制信号数据码元的干扰影响。
7.根据权力要求6的方法，其中确定加权因子的步骤包括步骤根据每个所述信号导频码元值与它相应的估计值的差值来确定干扰加噪声协方差矩阵，其中确定干扰加噪声协方差矩阵的步骤包括确定方程式的乘积；GHR-1/2AR-1/2G式中，G是通过将已知导频码元值除以所述信号导频码元值而得到的信道估计增益，R是信道衰减增益和用于自适应天线阵列的每个天线单元的平均导频与干扰加噪声之比的协方差矩阵之和，A是一个加权矩阵，该矩的权值对位于远离所考虑的数据码元的导频码元不起重要作用。
8.根据权利要求6的方法，其中所述信号导频码元和信号数据码元包括多组信号导频码元和多组信号数据码元，每组信号导频码元相应于多组信号数据码元中的一组；对于每组信号导频码元，确定一个估计值和确定每个所述信号导频码元值与它相应的估计值的差值的步骤是分别执行的；和在一组所述信号数据码元中，进行对于每个信号数据码元的使用计算出的该组导频码元于相应的信号数据码元组中的一组的差值来确定一组加权因子的步骤。
9.一种在系统中的使用的权计算器，其中，信号在通信器件之间发射以作为多个信号，每个信号包括一系列信号数据码元和分成码元发射单元的信号非数据码元，在每个单元中，所述信号非数据码元安排在所述信号数据码元中，其中，每个信号包括原始信号、原始信号的多个反射的累加，或原始信号和原始信号的多个反射的累加，所述权计算器包括包括程序处理器，该程序控制所述处理器以(i)接收已从所述信号数据码元分离出来的所述信号非数据码元；(ii)将信号非数据码元与一组已知的非数据码元比较；和(iii)根据所述信号非数据码元与一组已知非数据码元的比较结果确定一组加权因子，所述加权因子与信号数据值结合以限制所述信号数据码元上的干扰影响。
10.根据权力要求9所述的权计算器，其中每个所述信号非数据码元和已知非数据码元具有一个值，并且所述程序进一步控制所述处理器以(i)用所述已知非数据码元值确定相应于每个所述信号非数据码元的估计值，和(ii)对每个所述信号非数据码元，比较所述信号非数据码元值和所述相应估计值，其中所述程序进一步控制所述处理器以将所述已知非数据码元值与一组衰减增益比较以使用所述已知非数据码元值确定相应于每个所述信号非数据码元的估计值，所述衰减增益为用于自适应天线阵列的多普勒和延迟展宽的函数。
全文摘要
提供了一种用于控制自适应天线阵列(50)的方法，该方法包括接收多个信号，每个信号包括一系列信号数据码元(42)和被分成码元发射单元的非数据码元(38，40)，在每个单元中所述信号非数据码元被安排在信号数据码元(42)中，且每个与多个信号的其它信号有关的信号作为原始信号的反射。该方法还包括将信号非数据码元(38，40)从信号数据码元(42)中分离出来，并将信号非数据码元(38，40)与一组已知非数据码元进行比较。该方法进一步包括根据信号非数据码元(38，40)与一组已知非数据码元的比较结果来确定一组加权因子，所述加权因子与信号数据值(42)结合以限制信号数据码元(42)上的干扰影响。自适应天线阵列(50)还提供了权计算器(62)，该计算器包括用于控制权计算器(62)执行上述方法中的比较(88，89)和确定步骤(94)的程序。
文档编号H01Q3/26GK1399417SQ02126450
公开日2003年2月26日 申请日期2002年7月19日 优先权日2001年7月20日
发明者史蒂文, C·贾斯珀, 马克·艾伦·伯彻勒, 尼古拉斯, C·奥罗斯, 詹姆斯, P·米歇尔斯 申请人:摩托罗拉公司