专利名称：平面介电线路、高频有源电路和收发装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种平面介电线路，用于发送比如微波、毫米波等高频信号，还涉及一种高频有源电路和采用所述平面介电线路构成的收发装置。
背景技术：
一般地说，作为现有技术的平面介电线路，比如已知其中的一种是在介电基板的前表面上形成第一和第二电极，它们以其间的固定间隔彼此面对，从而在所述第一和第二电极之间给出第一狭缝，而且还在所述介电基板的后表面上形成第三和第四电极，它们以其间的固定间隔彼此面对，从而在与所述第一狭缝相对的位置处给出夹在所述第三和第四电极之间的第二狭缝(比如参见专利文献1)。于是，在这种现有技术中，高频信号在第一和第二狭缝之间反复全反射，并且，信号在介电基板内沿着第一和第二狭缝传播。
此外，作为另一种现有技术，还知道其中的一种有狭缝与上述平面介电线路相连，并有电阻器、场效应晶体管(FET)等电子部件与狭缝线路相连(比如参见专利文献2)。
专利文献1-日本未审专利申请公开JP-平-8-265007专利文献2-日本未审专利申请公开JP-平-10-242717另外，按照专利文献1的现有技术，当沿着第一和第二狭缝传送高频信号时，由于高频信号集中在介电基板内部及其附近，并被传送，所以能使传送损失降低。然而，根据这种现有技术，在平面介电线路的情况下，以及在电子部件的输入-输出部分的情况下，电磁场的分布彼此不同。在平面介电线路情况下，高频信号集中在介电基板的内部，而在电子部件的输入-输出部分的情况下，高频信号存在于介电基板的外部。因此，根据这种现有技术，当把电子部件安装在平面介电线路上时，就存在它们之间的连接损失增大的问题。
此外，比如在只把电子部件安装在介电基板的前表面上时，电子部件不能与介电基板后表面上的电场耦接，相应地就存在连接损失增大的问题。
另一方面，按照专利文献2的现有技术，由于在将平面介电线路变换成狭缝线路之后，平面介电线路与电子部件相连，所以能减小连接损失。然而，按照这种现有技术，需要提供线路变换导电图样，为平面介电线路与狭缝线路之间的模式变换所用，而且在包含这种线路变换导电图样的情况下，存在用于安装电子部件的部分(安装部分)尺寸增大的问题。另外，按照专利文献2的现有技术，除了使可安装电子部件的电极图样自由度变小，还存在安装电子部件的部分周围的平面介电线路的自由度也变小的倾向。
此外，按照专利文献2的现有技术，由于各个电极形成于把电子部件安装在介电基板上的部分的后表面上，所以，就容易产生不需要模式(平行平板模式)的电磁波，从各电子部件附近蔓延到介电基板内部，并会使得由于这种不需要的模式所致的连接损失增大，相应地，就存在发生这种不需要的模式对其它线路等干扰的问题。
发明内容
考虑到现有技术的上述问题作出本发明，于是，本发明的目的在于提供一种平面介电线路，一种高频有源电路和一种收发装置，其中，高频信号的电磁场能集中在介电基板一侧表面上，而且，在将所述平面介电线路与各电子部件等相连时能降低损耗。
为解决上述问题，按照本发明的一种平面介电线路，它包括介电基板；第一和第二电极，它们形成于介电基板前表面上，以其间的固定间隔彼此面对；夹在第一和第二电极之间的第一狭缝；第三和第四电极，它们形成于介电基板后表面上，以其间的固定间隔彼此面对；以及夹在第三和第四电极之间并被设置成与第一狭缝面对的第二狭缝。在所述平面型介质线路中，沿第一和第二狭缝传送高频信号；第一和第二狭缝的宽度被设定成互不相同。
按照本发明，由于将第一和第二狭缝的宽度设定成互不相同，所以可使高频信号的电磁能集中在宽度较窄的狭缝中。因此，通过把电子部件布置在宽度较窄的狭缝一侧，就能减少平面介电线路与电子部件之间的连接损失。另外，由于将第一和第二狭缝的宽度设定成互不相同，与有如现有技术那样将两个狭缝的宽度设定为相同值的情况相比，能够使设计每个狭缝的自由度增大。
在这种情况下，令人满意的是，在介电基板的相对介电常数εr为20或更大，并以λg0表示介电基板中高频信号的波长时，介电基板的厚度尺寸实际上在0.3λg0-0.4λg0范围内，第一和第二狭缝之一的宽度尺寸为λg0/100或更小，而另一个的宽度尺寸实际上为λg0/10。
采用这种结构，80％或更多的高频信号的电磁场能量都集中在宽度为λg0/100的窄狭缝一侧，并且可能减小平行平板模式的泄漏损失，即因平行平板模式所引致的泄漏损失。
按照本发明，可将电子部件连到第一和第二狭缝中宽度较窄的狭缝。
于是，使平面介电线路与电子部件之间的匹配性得到提高，并能减少连接损失。另外，由于与将电子部件与介电基板的两个表面都相连的情况相比，可将电子部件设置成跨接宽度较窄的狭缝，所以，可使电子部件连接电极图样的设计自由度增大，并且还使得在介电基板上设计第一至第四电极的自由度增大。
此外，由于无需对连接电子部件实行线路变换，所以能使连接电子部件的部分减小尺寸。另外，在连接电子部件的部分，由于第一和第二狭缝互相面对，其间夹有介电基板，所以，与现有技术中将电子部件连接到狭缝线路的情况相比，那时的狭缝线路设在介电基板的一个表面上，并且面对狭缝线路的另一表面完全由电极所覆盖，本发明能够使在介电基板内部发生不需要的模式受到抑制，还可使这种不需要的模式的泄漏损失减小。
按照本发明，一种平面介电线路还包括第三狭缝，它位于第一狭缝的一端上，并被夹在第一和第二电极之间；以及第四狭缝，它位于第二狭缝的一端上，并被夹在第三和第四电极之间，与第三狭缝面对，而且还与第三狭缝宽度尺寸相同；二者都设在介电基板上。在这种平面介电线路中，用第一连接狭缝使第一和第三狭缝相连，而用第二连接狭缝使第二和第四狭缝相连，并且，由一宽度尺寸逐渐改变的锥形狭缝构成所述第一和第二连接狭缝当中的至少一个。
按照本发明，由宽度相同的第三和第四狭缝制成的上下对称传输线路与由宽度彼此不同的第一和第二狭缝制成的上下非对称传输线路相连，使用上下非对称传输线路能够改善与电子部件的连接性和匹配性，而使用上下对称传输线路可以减少高频信号的传送损失。另外，由于使用锥形狭缝使上下非对称传输线路与上下对称传输线路相连，所以能使它们之间的插入损失得以被减小。
在这种情况下，可以预期，当以λg表示沿第一和第二狭缝传播的高频信号的波长时，所述锥形狭缝的线路长度被设定得实际上在λg/4-λg/2的范围内。
于是，由于将锥形狭缝的线路长度设定成实际上在λg/4与λg/2之间，所以使锥形狭缝的线路长度变短，并可使所述插入损失减小。
此外，按照本发明，一种平面介电线路还包括第三狭缝，它位于第一狭缝的一端上，并被夹在第一和第二电极之间；以及第四狭缝，它位于第二狭缝的一端上，并被夹在第三和第四电极之间，与第三狭缝面对，而且与第三狭缝宽度尺寸相同；二者都设在介电基板上。在这种平面介电线路中，所述第一和第三狭缝直接连接，第二和第四狭缝直接相连。由此构成电感匹配电路。
按照本发明，由宽度相同的第三和第四狭缝制成的上下对称传输线路与由宽度彼此不同的第一和第二狭缝制成的上下非对称传输线路相连，使用上下非对称传输线路能够改善与电子部件的连接性和匹配性，而使用上下对称传输线路可以减少高频信号的传送损失。
另外，在使电子部件与所述上下非对称传输线路连接的情况下，通过把从上下非对称传输线路与上下对称传输线路相连的连接点到电子部件的线路长度设定成比如为高频信号波长的1/4，在所述上下对称传输线路与电子部件之间可以构成λg/4的电感匹配电路。这是因为，使用这种λg/4电感匹配电路，使上下非对称传输线路与上下对称传输线路之间的插入损失减小，并可使对电子部件的匹配性得到改善。再有，与有如现有技术中那样通过线路变换导电图样使上下对称传输线路与狭缝线路相连，以及使电子部件与狭缝线路相连的情况相比，不再需要使用复杂的线路变换导电图样，而且可使上下对称传输线路与电子部件之间的间隔缩短，实现尺寸的减小。
此外，按照本发明，在所述第一和第二电极以及第三和第四电极当中的至少一个中，可在第一和第二狭缝周围设置平面型带阻滤波器(planer-type band-stop filter)。
在这种情况下，由于第一和第二的宽度彼此不同，所以，存在在介电基板内部产生平行平板模式(不需要的模式)电磁波的倾向。按照本发明，由于在第一和第二狭缝周围设置平面型带阻滤波器，所以能够防止平行平板模式从第一和第二狭缝扩散，并能使平行平板模式的泄漏损失受到抑制。结果，由于沿线路宽度方向的平行平板模式泄漏受到抑制，而且可使高频信号的电磁场能量集中在第一和第二狭缝周围，所以使线路之间不希望有的电磁干扰减少，并能增强可靠性。
另外，可以采用本发明的平面介电线路构成一种高频有源电路。于是，给出对于比如电阻器、FET类的电子部件的匹配性，并可提高增益和输出功率。另外，由于通过上下对称传输线路能够实现对电阻器的连接，所以，使谐振电路的负载Q(QL)提高，并可降低相位噪声。再有，由于与将电子部件与介电基板两个表面上的电极相连的情况相比，它足以跨接电子部件，使之跨接宽度较窄的狭缝，所以，可以提高设计电子部件的连接电极图样的自由度。
另外，使用本发明的平面介电线路可以构成一种收发装置。于是，以良好的匹配使平面介电线路与各种电子部件相连，整个收发装置的损失减小，功率效率提高，从而减少能耗，并可使通信质量得到得到提高。
图1是表示第一实施例上下非对称的传输线路的透视图；图2是表示图1中第一和第二狭缝的放大剖面图；图3是表示图1中第一狭缝的宽度尺寸与传输损失之间关系的特性图线；图4是表示图1中第一狭缝的宽度尺寸与有效相对介电常数之间关系的特性图线；图5是表示图1中表面部分上的电流量与总电流量之比和第一狭缝的宽度尺寸之间关系的特性图线；图6是表示图1中平行平板模式的泄漏损失与第二狭缝的宽度尺寸之间关系的特性图线；图7是表示图1中平行平板模式的泄漏损失与介电基板的厚度尺寸之间关系的特性图线；图8是表示图1中平行平板模式的泄漏损失与介电基板的相对介电常数之间关系的特性图线；图9是表示第二实施例上下非对称的传输线路的透视图；图10是表示图9中电子部件等特定部分的放大俯视图；图11是表示第三实施例上下非对称传输线路、上下对称传输线路及连接线路的透视图；图12是表示第三实施例上下非对称传输线路、上下对称传输线路及连接线路的俯视图；图13是表示图11中插入损耗与连接线路长度之间关系的特性图线；图14是表示图11中平行平板模式的泄漏损失与连接线路长度之间关系的特性图线；图15是表示第四实施例上下非对称传输线路、上下对称传输线路及连接线路的透视图；图16是表示第四实施例上下非对称传输线路、上下对称传输线路及连接线路的俯视图；图17是表示第五实施例上下非对称传输线路等的剖面图；图18是表示第六实施例振荡电路的分解透视图；图19是只表示图18中介电基板的俯视图；图20是只表示图18中介电基板的仰视图；图21是表示图18中FET及其它特定部分的放大俯视图；图22是表示第七实施例通信装置的方框图。
参考标记1和56 上下非对称传输线路
2 介电基板2A 表面2B 后面3A 第一电极3B 第二电极4和56A 第一狭缝5A 第三电极5B 第四电极6和56B 第二狭缝11，34和41 电子部件21，31，55和77 上下对称传输线路22，32和55A 第三狭缝23，33和56B 第四狭缝24和57 连接线路25和57A 锥状狭缝26和57B 连接狭缝35 λg/4阻抗匹配电路42和60 平面型带阻滤波器51 振荡电路(高频有源电路)52 介电谐振器53 电极(第一和第二电极)54 电极(第三和第四电极)58 FET(电子部件)59 终端电阻器(电子部件)61 通信装置(电子部件)63 高频有源电路67，70，72和75 放大器(电子部件)68和73混频器(电子部件)
具体实施例方式
以下参照附图详细描述本发明具体实施例的平面介电线路和收发装置。
首先，图1-8示出第一实施例。这些图中的参考标号1表示上下非对称传输线路，而且该上下非对称传输线路1由介电基板2、第一和第二电极3A和3B、第一狭缝4、第三和第四电极5A和5B、第二狭缝6等组成，这些在后面都有述。
参考标号2表示的介电基板由树脂材料、陶瓷材料，或者由树脂材料与陶瓷材料混合并被烧结而成的复合材料制成，并将该介电基板制成一个平坦的平板，其相对介电常数εr比如约为24，厚度尺寸T约为3mm，后面有述的第一和第二电极3A和3B被设置于表面2A上，而第三和第四电极5A和5B被设置于后表面2B上。
参考标号3A和3B表示在表面2A上形成的第一和第二电极，所述第一和第二电极3A和3B以其间的固定间隔彼此面对。第一和第二电极3A和3B当中的每一个都是通过真空蒸镀等溅射过程形成于介电基板2上的导电金属材料薄膜。
参考标号4表示第一狭缝，位于介电基板2的表面2A上，并被夹置于第一和第二电极3A和3B之间。并且，该第一狭缝4是一个呈带状(或呈槽形)的开口，具有一定的宽度W1，并沿比如微波或毫米波等高频信号的传送方向延伸。
参考标号5A和5B表示在后表面2B上形成的第三和第四电极，所述第三和第四电极5A和5B被设置成关于介电基板2与第一和第二电极3A和3B面对；所述介电基板2被夹在它们之间。于是，第三和第四电极5A和5B互相面对，其间有一定的间隔，所述间隔与第一和第二电极3A和3B之间的间隔不同。第三和第四电极5A和5B当中的每一个都是通过真空蒸镀等溅射过程形成于介电基板2上的导电材料薄膜。
参考标号6表示第二狭缝，位于介电基板2的后表面2B上，并被夹置于第三和第四电极5A和5B之间。将该第二狭缝6设置成具有沿宽度方向的中心，该中心在与第一狭缝4中心相同的位置，而且被设置在与第一狭缝4面对的位置，其间夹置所述介电基板2；并且第二狭缝6沿高频信号的传送方向(图1中箭号A的方向)形成一带状(或呈槽形)开口。另外，如第二狭缝6具有一定的宽度W2，与第一狭缝4的宽度W1尺寸不同，而且将第二狭缝6的宽度W2设定为比如大于第一狭缝4的宽度W1(W1＜W2)。
参考标号7表示一个包壳，设在介电基板2的表面2A上面，用导电材料形成该包壳，并以机械方式和电的方式与第一和第二电极3A和3B相连，以盖住所述第一狭缝4。
参考标号8表示一个背面的包壳，设在介电基板2的后面2B上面，用导电材料按与形成所述正表面一侧的包壳7实质上同样的方式形成这一包壳，并以机械方式和电的方式与第三和第四电极5A和5B相连，以盖住所述第二狭缝6。
按照本实施例的平面介电线路具有上述结构，接下去描述它的功能。
首先，当有如图2所示那样将高频信号输入到上下非对称传输线路1时，沿第一和第二狭缝4和6的宽度方向形成电场E，同时，沿第一和第二狭缝4和6的长度方向并沿介电基板2的的厚度方向形成磁场。于是，就产生TE模式的电磁波(TE波)。这种TE波的E平面与开有第一和第二狭缝4和6的介电基板2的表面2A和后表面2B平行。所述高频信号沿着第一和第二狭缝4和6被传送。与此同时，在开有第一和第二狭缝4和6的介电基板2的表面2A和后表面2B重复所述高频信号的全反射，并使高频信号被集中在介电基板2内部及其附近，并在那里传送。
这里，按照本实施例的上下非对称传输线路1，由于将第一狭缝4的宽度W1设定成小于第二狭缝6的宽度W2(W1＜W2)，所以，通过改变宽度W1和W2中每一个的值，可以使高频信号的电磁场能量集中在第一狭缝4上。于是，比如关于60GHz的高频信号，使用有限元法或频谱领域法(要素法)计算上下非对称传输线路1传送特性。结果示于图3-8中。
此外，至于计算传送特性时的条件无特别的记载，介电基板2的相对介电常数εr为24(εr＝24)，厚度尺寸T是0.3mm(T＝0.3mm)。
首先，图3和4分别表示当第一狭缝4的宽度尺寸W1和第二狭缝6的宽度尺寸W2变化时，线路的传送损失α和有效相对介电常数εreff。由图3和4的结果，当宽度较小的第一狭缝4的宽度W1变化时，所述传送损失α和有效相对介电常数εreff改变。另一方面，即使宽度较大的第二狭缝6的宽度W2变化，可以理解，所述传送损失α和有效相对介电常数εreff实际上并不改变。相应地，由于线路的传送损失α和有效相对介电常数εreff由第一狭缝4的宽度W1来确定，所以，可以理解，高频信号的电磁场能量集中在第一狭缝4上。
接下去，图5表示在第一和第二狭缝4和6的宽度尺寸W1和W2变化时，介电基板2的表面2A上分布的电流值iupper与总电流值iall的比值。如图5所示，通过减小第一狭缝4的宽度W1，可以变得使电流集中在介电基板2的表面2A上。特别是在W2≥100μm的情况下，在使宽度W1＜10μm时，可使总电流的80％或更多都集中在表面2A上。另外，在W2≥100μm的情况下，在使宽度W1＜5μm时，可使总电流的90％或更多都集中在表面2A上。
继而，图6表示当第一和第二狭缝4和6的宽度尺寸W1和W2变化时，平行平板模式(不需要的模式)的泄漏损失。有如从图6所示的结果可以理解的那样，在使第二狭缝6的宽度W2为100μm或更小(W2≤100μm)的情况下，变得可使不需要的模式的泄漏损失减小。
继而，图7表示当介电基板2的厚度尺寸T变化时，所述不需要的模式的泄漏损失。由图7所示的结果，通过把介电基板2的厚度T设定在约0.3mm-0.4mm范围内(T≌0.3mm至0.4mm)，可以减小所述泄漏损失。
最后，图8表示当介电基板2的相对介电常数εr变化时，所述不需要的模式的泄漏损失。如图8所示，在相对介电常数εr为10或更大的的范围内，随着相对介电常数εr的增大，所述不需要的模式的泄漏损失减小。特别是在将第一狭缝4的宽度W1设定为10μm而将第二狭缝6的宽度W2设定为100μm的情况下，当把相对介电常数εr设定为20或更大时，与把相对介电常数εr设定为小于20的情况相比，能够减小所述不需要的模式的泄漏损失。
从上述结果，在60MHz频带内，当介电基板2的相对介电常数εr为20或更大(εr≥20)、厚度T在实质为0.3mm-0.4mm范围内(T≌0.3mm至0.4mm)、第一狭缝4的宽度W1为10μm或更小，以及第二狭缝6的宽度W2实质上为100μm(W2≌100μm)时，可以理解，高频信号的电磁场能量集中在介电基板2的表面2A上，并且可使所述不需要的模式的泄漏损失减小。当用介电基板2内的高频信号波长λg0将这些数值归一化时，可以理解，将厚度T设定为实质在0.3λg0-0.4λg0(T≌0.3λg0至0.4λg0)范围内、而将第一狭缝4的宽度W1设定在小于等于λg0/10(W1≤λg0/100)，以及将第二狭缝6的宽度W2实质上设定在100μm(W2≤λg0/10)或更小。可以由下面的数学式1使用高频频率f、介电基板2的相对介电常数ε及光速c表示波长。
数学式1λg0＝c/(f√εr)于是，按照本实施例，由于将第一和第二狭缝4和6的宽度W1和W2设定为彼此不同的值，就能将高频信号的电磁场能量集中在宽度W1较窄的第一狭缝4中。相应地，通过把电子部件定位在第一狭缝4上或其附近，就可减小上下非对称传输线路1和电子部件之间的连接损失。
此外，由于已将第一和第二狭缝4和6的宽度W1和W2设定为彼此不同的值，所以，与有如现有技术那样将两个狭缝宽度设定为相同值的情况相比，可以增大设计第一和第二狭缝4和6中每一个的自由度。
特别是，在介电基板2的相对介电常数εr为20或更大、介电基板2的厚度T实质为0.3λg0-0.4λg0、第一狭缝4的宽度W1为λg0/100或更小，以及第二狭缝6的宽度W2实质上为λg0/10的情况下，会有80％或更多的高频信号电磁场能量集中在宽度较窄的第一狭缝4上，并且可以减小所述不需要模式的泄漏损失。
接下去图9和10表示本发明的第二实施例，本实施例的特点在于，将电子部件连接到第一和第二狭缝中宽度尺寸较窄的狭缝。本实施例中，对于与第一实施例中相同的结构元素给以同样的参考标号，并省略对它们的描述。
参考标号11表示与宽度W1较窄之第一狭缝4相连的电子部件。电子部件11比如是场效应晶体管(FET)、电阻器、二极管、电容器中的一种，并被安装得跨接在第一狭缝4上方。于是，有如图10所示那样，电子部件11比如包含位于树脂包壳内的元件主体11A和与元件主体11A相连的电极图样11B，并且，所述电极图样11B与电极3A和3B相连。
于是，在本实施例中，也可以得到与第一实施例中同样的效果。特别是在本实施例中，由于电子部件11与宽度W1较窄的第一狭缝4连接，所以使上下非对称传输线路1与电子部件11之间的匹配性得到加强，并可减小连接损失。另外，由于可以把用来与电子部件11连接的电极图样11B设置得跨过宽度W1较窄的第一狭缝4，所以，跟使电子部件11与介电基板2的两个表面2A和2B上的电极3A、3B、5A和5B相连的情况相比，可以提高设计电子部件11的电极图样11B的自由度，还可以提高要与电子部件11相连的电极3A、3B、5A和5B的设计自由度。
再有，由于本实施例中不再实行在现有技术中所实行的用来与电子部件11相连的相连转换，所以，可以减小电子部件11的连接区域。另外，即使在电子部件11的连接区域内，由于第一和第二狭缝4和6以夹于其间的介电基板2彼此面对，所以，将电极5A和5B之间的开口，也即狭缝6设置在介电基板2的后表面2B中的位置，并与电子部件11相对。因此，与现有技术中将电子部件连到狭缝线路的情况相比，那里的狭缝线路中由电极覆盖与狭缝相对的后表面，本实施例能够抑制在介电基板2内部发生所述不需要的模式(平行平板模式)，并减少平行平板模式的泄漏损失。
继而，图11-14表示本发明的第三实施例，本实施例的特点在于，利用锥形狭缝将由宽度相同之第三和第四狭缝组成的上下对称传输线路与由宽度彼此不同之第一和第二狭缝形成的上下非对称传输线路相连。另外，本实施例中，对于与第一实施例中相同的结构元素给以同样的参考标号，并省略对它们的描述。
参考标号21表示设置在上下非对称传输线路1的延长线上的上下对称传输线路，而且该上下对称传输线路21是由介电基板2、第一至第四电极3A、3B、5A和5B、第三和第四狭缝22和23组成的。
参考标号22表示第三狭缝，位于介电基板2的表面2A上，并夹置于第一和第二电极3A和3B之间，而且，该第三狭缝22中，沿着高频信号的传输方向形成呈带状(或呈槽形)的开口。另外，第三狭缝22的宽度大于第一狭缝4的宽度W1，并将其设定成实际上与第二狭缝6的宽度W2相同。
参考标号23表示第四狭缝，位于介电基板2的后表面2B上，并夹置于第三和第四电极5A和5B之间，而且，该第四狭缝23中，沿宽度方向的中心设置在与第三狭缝22中的中心同样的位置，并在与第三狭缝22相对的位置，其间夹置有介电基板2，从而沿高频信号的传输方向形成呈带状(或呈槽形)的开口。另外，第四狭缝23的宽度实际上与第二和第三狭缝6和22的宽度W2相同。
参考标号24表示设在上下非对称传输线路1与上下对称传输线路21之间的连接线路，而且连接线路24由介电基板2、第一至第四电极3A、3B、5A和5B、锥形狭缝25、连接狭缝26等组成，线路长L0延伸于所述上下非对称传输线路1与上下对称传输线路21之间。
锥形狭缝25用于连接第一和第三狭缝4和22，而且，在锥形狭缝25中，一锥形开口的宽度从宽度较窄之第一狭缝4逐渐扩展(连续扩展)到宽度较宽之第三狭缝22，并且，第一狭缝4、锥形狭缝25和第三狭缝22连续地并且成线性地扩展。
连接狭缝26，用于连接第二和第四狭缝6和23，而且，在连接狭缝26中，形成呈带状的开口，此开口以与第二和第四狭缝6和23实际上相同的固定宽度延伸，并且，第二狭缝6、连接狭缝26和第四狭缝23连续且成直线延伸。
于是，在本实施例中，也能够得到与第一实施例同样的效果。不过，在本实施例中，由于由宽度相同的第三和第四狭缝22和23组成的上下对称传输线路21与由宽度彼此不同的第一和第二狭缝4和6组成的上下非对称传输线路1相连，所以，利用上下非对称传输线路1，能够使与电子部件的连接性及匹配性都得到改善，并且通过使用上下对称传输线路21，能够以低的传输损失传送高频信号。此外，由于使用连接线路24连接上下非对称传输线路1和上下对称传输线路21，同时其间有锥形狭缝25，所以，可以降低它们之间的插入损失。
此外，为了选择连接线路24(锥形狭缝25)的线路长L0，利用频谱领域法等计算所述线路长L0变化时，在平行平板模式下的上下非对称传输线路1和上下对称传输线路21之间的插入损失。其结果被示于图13和14中。
由图13和14的结果，当将所述线路长L0实际上设定在0.4-0.8mm(L0≌0.4mm至-0.8mm)范围内时，可以理解，与当所述线路长L0为0mm(即上下非对称传输线路1和上下对称传输线路21直接连接)时的损失相比，所述插入损失和泄漏损失都大大减小。另一方面，虽然所述插入损失和泄漏损失都会进一步减小，即使所述线路长L0大于0.8mm(L0＞0.8mm)，也能理解，对于所述线路长L0的增大，每种损失减小的效率都要下降。
相应地，当把连接线路24的线路长L0实质上设定在0.4-0.8mm(L0≌0.4mm至-0.8mm)范围内时，虽然线路长L0保持较短，也能有效地减小插入损失和泄漏损失。也就是说，在用上下非对称传输线路1中所传送的高频信号的波长λg归一化的情况下，当把连接线路24的线路长L0实质上设定在λg/4-λg/2(L0≌λg/4至λg/2)的范围内时，连接线路24(锥形狭缝25)为小尺寸的，并能有效地减小泄漏损失。
接下去，图1 5和16表示本发明的第四实施例，而且本实施例的特点在于，由宽度相同的第三和第四狭缝组成的上下对称传输线路与由宽度彼此不同的第一和第二狭缝组成的上下非对称传输线路相连。在上下对称传输线路与上下非对称传输线路之间构成阻抗匹配电路。另外，本实施例中，对于与第一实施例中相同的结构元素给以同样的参考标号，并省略对它们的描述。
参考标号31表示上下对称传输线路，它位于上下非对称传输线路1的延长线上，并且直接与该上下非对称传输线路1连接，而且所述上下对称传输线路31由介电基板2、第一至第四电极3A、3B、5A和5B、第三和第四狭缝32和33等组成。
第三狭缝32位于介电基板2的表面2A上，并被夹在第一和第二电极3A、3B之间，而且该第三狭缝32具有呈带状的开口，宽度大于第一狭缝4的宽度W1并基本上与第二狭缝6的宽度W2相同，并直接与第一狭缝4相连。于是，在第一和第三狭缝4和32之间的边界处形成阶梯状连接点32A。
第四狭缝33位于介电基板2的后表面2B上，并被夹在第三和第四电极5A、5B之间，而且该第四狭缝33位于与第三狭缝32相对的位置，其间夹有介电基板2，其宽度实质上与第二和第三狭缝6和32的宽度W2相同。
参考标号34表示被装在上下非对称传输线路1的中间点的电子部件，并且，电子部件34与宽度W1较窄的第一狭缝4相连，还有电子部件34的电极图样(未示出)与电极3A和3B相连。
这里的电子部件34被设置的位置与所述连接点32A离开线路长度L1，而且将该线路长度L1的值设定为基本上比如为所述上下非对称传输线路1中传送波长λg的1/4(L1≌λg/4)。另外，当上下对称传输线路31的特性阻抗为Z1，并且使电子部件34的特性阻抗从作为所述上下非对称传输线路1端部的点32A看为Z2时，则将上下非对称传输线路1的特性阻抗设定为Zc＝√(Z1×Z2)。按照这种方式，可以在上下对称传输线路31与电子部件34之间构成λg/4阻抗匹配电路35。
于是，在本实施例中，同样可以得到与第一实施例相同的效果，按照本发明，由于使上下对称传输线路31与上下非对称传输线路1相连，因此，使用上下非对称传输线路1，可使对电子部件34的连接性和匹配性都得到改善，并且通过使用上下非对称传输线路1，就能够以低的传输损失传送高频信号。
此外，由于使上下对称传输线路31直接与上下非对称传输线路1相连，并将电子部件34装在上下非对称传输线路1的中间部分，所以，可在上下对称传输线路31与电子部件34之间形成λg/4阻抗匹配电路35。因此，利用λg/4阻抗匹配电路35，可使上下非对称传输线路1与上下对称传输线路31之间的插入损失减得以被小，并可改善与电子部件34的匹配。另外，与有如现有技术中那样通过线路变换导电图样实现对狭缝线路连接并使电子部件与狭缝线路相连的情况相比，无需使用复杂的线路变换导电图样，使上下对称传输线路31与电子部件34之间的间隔变短，以致能够实现尺寸的减小。
接下去，图17表示本发明的第五实施例，本实施例的特点在于在第一和第二电极以及第三和第四电极当中的至少一个中，提供一个平面型带阻滤波器，使其定位于第一和第二狭缝周围。本实施例中，对于与第一实施例中相同的结构元素给以同样的参考标号，并省略对它们的描述。
参考标号41表示安装在所述上下非对称传输线路1中间部分的电子部件，而且电子部件41与宽度W1较窄的第一狭缝4相连，还使电极图样(未示出)分别与电极3A和3B相连。
参考标号42表示在第一和第二电极3A和3B中形成的平面型带阻滤波器，而且，该平面型带阻滤波器42位于第一狭缝4的周围，并在电子部件41两侧上沿第一狭缝4延伸。于是，将平面型带阻滤波器42设计成具有在所用高频型号频带中的反射特性。
在上述实施例中，只关于介电基板2的表面2A上的电极3A和3B提供所述平面型带阻滤波器42。也可以只关于后表面2B上的电极5A和5B提供所述平面型带阻滤波器42，或者也可以关于两个表面2A和2B上的电极3A、3B、5A和5B提供所述平面型带阻滤波器42。
于是，在本实施例中，同样也可以得到与第一实施例中相同的效果。不过，在本实施例中，由于在关于第一和第二电极3A和3B提供所述平面型带阻滤波器42，使其位于第一和第二狭缝4和6周围，所以，通过使用这种平面型带阻滤波器42，可以反射来自第一和第二狭缝4和6的平行平板模式的电磁波泄漏(扩散)。
特别是在所述上下非对称传输线路1中，由于第一和第二狭缝4和6的宽度互不相同，所以，很容易在介电基板2的内部产生平行平板模式(不需要的模式)的电磁波。然而，通过使用所述平面型带阻滤波器42，可以防止平行平板模式从第一和第二狭缝4和6扩散到周围的区域，于是，就使平行平板模式的泄漏损失受到抑制。结果，由于通过抑制平行平板模式沿线路宽度方向的泄漏，可使高频信号的电磁能集中在第一和第二狭缝4和6周围，所以，即使有多个彼此接近设置的线路，也能使相邻相邻之间所不希望有的电磁干扰得以减少，从而增强可靠性。
接着，图18-21表示本发明的第六实施例，本实施例的特点在于使用上下非对称传输线路构成振荡电路，作为高频有源电路。本实施例中，对于与第一实施例中相同的结构元素给以同样的参考标号，并省略对它们的描述。
参考标号51表示本实施例的振荡电路，该振荡电路51由介电谐振器52、FET58、终端电阻器59等组成，这些在后面将有述。
参考标号52表示设在介电基板2中的介电谐振器，并且以如下方式构成该介电谐振器52，即在介电基板2的两个表面2A和2B中形成的电极53、54中设置彼此面对的圆形开口。于是，在该介电谐振器52中，根据谐振频率f0设定所述开口的直径。
参考标号55表示与所述介电谐振器52等相连的上下对称传输线路，而且，所述上下对称传输线路55由设在介电基板2的两个表面2A和2B上的宽度相同的狭缝55A和55B等组成，实际上与第三实施例的上下对称传输线路22的方式相同。
参考标号56表示与上下对称传输线路55相连的上下非对称传输线路，而且，所述上下非对称传输线路56由设在介电基板2的两个表面2A和2B上的宽度互不相同的狭缝56A和56B等组成，实际上与第一实施例的上下非对称传输线路1的方式相同，而且在前表面一侧的狭缝56A的宽度窄于在后表面一侧的狭缝56B的宽度。
另外，利用实际上与比如第三实施例的连接线路24相同的连接线路57，使上下非对称传输线路56与上下对称传输线路55相连。于是，所述连接线路57由设在表面2A上的锥形狭缝57A和设在后表面2B上的直线状连接狭缝57B组成。
参考标号58表示与上下非对称传输线路56相连的场效应晶体管(下称FET)，在FET58中，栅极接线端G、漏极接线端D和源极接线端S在介电基板2的表面2A上与电极53相连。然后，FET58通过上下非对称传输线路56和上下对称传输线路55与介电谐振器52相连，以放大谐振频率f0的高频信号。
参考标号59表示与上下非对称传输线路56相连的终端电阻器，并且，所述终端电阻器59还与介电基板2的表面2A上的电极53相连，以便跨过狭缝56A。
本实施例的振荡电路51具有上述结构。具有介电谐振器32、终端电阻器59等的带域反射型滤波器根据谐振频率f0将信号输入到FET58，而该FET58放大高频信号，通过上下对称传输线路55等将信号输出到外面。
参考标号60表示在电极53中形成的平面型带阻滤波器，该平面型带阻滤波器60位于所述传输线路55和56等的周围，从而围绕着FET58、传输线路55和56等。于是，将平面型带阻滤波器60设计成在所用高频信号的频带内具有反射特性。
于是，在本实施例中，同样也可以得到与第一和第三实施例中相同的效果。不过，在本实施例中，由于使上下非对称传输线路56与FET58及终端电阻器59相连，构成振荡电路51，所以，可以增强对FET58和终端电阻器59的匹配性，并可提高增益和输出功率。此外，由于通过使用上下非对称传输线路56等可使介电谐振器52与FET58连接，使其间具有很好的匹配性，所以能够增大振荡电路51的负载Q(QL)，并降低相位噪声。另外，由于可将FET58和终端电阻器59的连接电极图样设置成用以跨接宽度较窄的狭缝，所以能够增大FET58等的连接图样的设计自由度。
接下去，图22表示第七实施例，本实施例的特点在于，使用上下非对称传输线路构成一种通信装置，作为收发装置。另外，本实施例中，对于与第一实施例中相同的结构元素给以同样的参考标号，并省略对它们的描述。
参考标号61表示本实施例的通信装置，并且本通信装置61包含信号处理电路62和与信号处理电路62相连用以发射和接收高频信号的高频有源电路63。高频有源电路63通过天线共用器64与天线65相连。
另外，在高频有源电路63的发送侧，在信号处理电路62与天线共用器64之间串联连接有带通滤波器66、放大器67、混频器68、带通滤波器69和功率放大器70。另一方面，在高频有源电路63的接收侧，在天线共用器64与信号处理电路62之间串联连接有带通滤波器71、低噪声放大器72、混频器73、带通滤波器74和放大器75。于是，振荡电路76实际上与比如第六实施例的振荡电路51相同，它与混频器68和73相连。
参考标号77表示与放大器67等相连的上下对称传输线路，并且，该上下对称传输线路77是按实质上与第三实施例的上下对称传输线路21同样的方式被构成的。将上下非对称传输线路1用于连接放大器67、70、72和75、混频器68和73等电子部件的连接部分。
本实施例的通信装置具有上述结构。接下去模式它的工作情况。
首先是在发送时，在已经由带通滤波器66去掉不需要的信号之后，由放大器67放大自信号处理电路62输出的中频信号(IF信号)。与此同时，使中频信号及来自振荡电路76的载波在混频器68中混合，并上变频为高频信号(RF信号)。随后，在已经由带通滤波器69去掉不需要的信号之后，由功率放大器70把从混频器68输出的高频信号放大至发送器的功率，然后，通过天线共用器64，从天线65发射所述的信号。
另一方面，在接收时，通过天线共用器64，把从天线65接收的高频信号输入至带通滤波器71。于是，在已经由带通滤波器71去掉不需要的信号之后，由低噪声放大器72放大所述高频信号，然后再将信号输入至混频器71。与此同时，使高频信号与来自振荡电路76的载波在混频器73中混合，并下变换为中频信号。然后，在已经由带通滤波器74去掉不需要的信号之后，由放大器75放大从混频器73输出的中频信号，然后，再将所述信号输入到信号处理电路62。
于是，按照本实施例，由于使用上下非对称传输线路1构成通信装置61，所以可使对于放大器67、70、72和75等的匹配性得到改善，并可使整个通信装置61的损失降低，通过提高电力效率，可以降低功率损耗，并可使通信质量得到提高。
另外，在第七实施例中，虽然作为举例描述了把本发明的上下非对称传输线路用于通信装置61的情况，但也可将上下非对称传输线路1用于雷达装置，作为另一种收发装置。
权利要求
1.一种平面介电线路，它包括介电基板；第一和第二电极，它们形成于介电基板前表面上，按其间的固定间隔彼此面对；夹在第一和第二电极之间的第一狭缝；第三和第四电极，它们形成于介电基板后表面上，按其间的固定间隔彼此面对；以及夹在第三和第四电极之间并被设置成与第一狭缝面对的第二狭缝；其中所述平面介电线路中沿第一和第二狭缝传送高频信号，所述第一和第二狭缝的宽度被设定成互不相同。
2.如权利要求1所述的平面介电线路，其中，在介电基板的相对介电常数εr为20或更大，并以λg0表示介电基板中高频信号的波长时，介电基板的厚度尺寸实际上在0.3λg0-0.4λg0范围内，第一和第二狭缝之一的宽度尺寸为λg0/100或更小，而另一个的宽度尺寸实际上为λg0/10。
3.如权利要求1或2所述的平面介电线路，其中，将电子部件连接在所述第一和第二狭缝宽度较窄的一个上。
4.如权利要求1-3中任一项所述的平面介电线路，其中，还包括第三狭缝，它位于第一狭缝的一端上并被夹在第一和第二电极之间；以及第四狭缝，它位于第二狭缝的一端上并被夹在第三和第四电极之间，与第三狭缝面对，并与第三狭缝宽度尺寸相同；二者都设在介电基板上；用第一连接狭缝使第一和第三狭缝相连，而用第二连接狭缝使第二和第四狭缝相连，并且，由宽度尺寸逐渐改变的锥形狭缝构成所述第一和第二连接狭缝当中的至少一个。
5.如权利要求4所述的平面介电线路，其中，当以λg表示沿第一和第二狭缝传播的高频信号的波长时，所述锥形狭缝的线路长度被设定得实际上在λg/4-λg/2的范围内。
6.如权利要求1-3中任一项所述的平面介电线路，其中，还包括第三狭缝，它位于第一狭缝的一端上并被夹在第一和第二电极之间；以及第四狭缝，它位于第二狭缝的一端上并被夹在第三和第四电极之间，与第三狭缝面对，并与第三狭缝宽度尺寸相同；二者都设在介电基板上；所述第一和第三狭缝直接连接，第二和第四狭缝直接相连，以构成电感匹配电路。
7.如权利要求1-6中任一项所述的平面介电线路，其中，所述第一和第二电极以及第三和第四电极当中的至少一个中，在第一和第二狭缝周围设置平面型带阻滤波器。
8.一种高频有源电路，使用权利要求1-7任一项的平面介电线路。
9.一种收发装置，使用权利要求1-7任一项的平面介电线路。
全文摘要
一种平面介电线路，通过将高频信号的电磁场能量集中在介电基板的一侧上，能减小与电子部件相互连接的损失。使第一狭缝(4)形成于介电基板(2)的前表面(2A)上，使得在第一和第二电极(3A，3B)之间形成第一狭缝(4)，同时，使第二狭缝(6)形成于介电基板(2)的后表面(2B)上，使得在三和第四电极(5A，5B)之间与第一狭缝(4)相应的位置。第一狭缝(4)的宽度窄于第二狭缝(6)的宽度。由于有这样的结构，可使高频信号的电磁场能量集中在第一狭缝(4)。
文档编号H01P3/02GK1836349SQ20048002337
公开日2006年9月20日 申请日期2004年7月29日 优先权日2003年8月22日
发明者向山和孝, 三上重幸, 松崎宏泰, 泷澤晃一, 坂本孝一, 石川容平 申请人:株式会社村田制作所