专利名称：开关变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关变换器，更具体地说，本发明涉及这样一种开关变换器，即在软起动操作期间，在过载状态下，它能使非控制检测鉴别信号无效，这样就防止了不正常起动，从而执行正确的保护操作。
下文参考附图，将简单地介绍一种常规的开关变换器的一个实例。
图1表示了一种开关变换器的结构，例如，一种电流谐振桥式变换器。
在图1中，MOS(金属半导体)场效应晶体管12和13相互转换驱动，通过一个串联谐振电路的电流谐振，电压感应到变压器15的次级线圈Ns，所述串联谐振电路包括变压器15的电感L15a和L15b以及一个电容器16。通过对上述电压进行整流和滤波而获得的一个直流输出电压Vs，然后将直流输出电压Vs提供到一个负载20和一个误差放大器21。
响应于直流输出电压Vs和一个参考电压Vref之间的差。光耦合器23由误差放大器21所驱动。因此，使振荡电路30所产生的一个振荡信号Sosc的频率改变。同时，在一个驱动电路33中，根据振荡信号Sosc所产生的驱动信号SD1、SD2提供给晶体管12和13，这样控制直流输出电压Vs，使它等于参考电压Vref。
当开关变换器的起动操作时，一个连接在软起动控制电路35上的电容36充电，与电容器36的端电压Vst的电压电平相对应，软起动控制电路35产生一个软起动控制信号SFC，将所述控制信号SFC提供给振荡电路30。
此外，如果比较器28的正极端称作连接点Q，引起过载状态，直流输出电压Vs的电压电平减小。因此，Q点的鉴别电压Va低于非控制鉴别参考电压Vdr。由于这个原因，根据闭锁控制电路40内的比较器28所发出的非控制检测信号SLA就能够判别是否过载，所述闭锁控制电路40用作振荡驱动控制装置。如果判断处于过载状态，一个驱动控制信号SDC提供给驱动电路33，以停止在驱动电路33内产生驱动信号SD1、SD2。因此，在过载期间，开关变换器的操作可停止。
在一个常用的电流谐振类型的变换器中，在起动期间，通过软起动控制电路35所发出的软起动控制信号SFC就可增加振荡电路30的振荡频率。这样就开始按照高的初始谐振阻抗的操作，而晶体管12和13在一个安全的操作区域内运行。
图2A-2D表示了在起动期间每个部分的操作情况。图2A表示了驱动信号SD1，图2B表示了驱动信号SD2，图2C表示了用于确定一个软起动时间的电容器36的端电压Vst，图2D表示了连接点Q的鉴别电压Va，所述鉴别电压Va根据直流输出电压Vs的改变而改变。
在时间t81开关变换器起动时，如图2A、2B所示，开始供给驱动信号SD1、SD2。此外，电容器36开始充电，这样，如图2C所示，电容器的端电压Vst增加。更进一步地说，如图2D所示，连接点Q的鉴别电压Va也增加。
在软起动刚刚起动之后的时间t82，直流输出电压Vs小于参考电压Vref。因此，光电晶体管23b处于关断状态。然而，通过一个恒定电流源27将电压Vcc施加到点Q上。这样，鉴别电压Va就达到参考电压Vdr的电压电平Ldr。为此原因，就错误地认定在闭锁控制电路40内存在过载状态。从而担心出现这样的情况，即应该连续操作的晶体管12和13可能停止操作。
为了解决上述问题，将一个用于防止不正常起动的电容器28y连接到连接点Q上，在开关变换器起动时，电容器28y充电。这样，在软启动期间可控制鉴别电压Va，而使它不超过电压电平Ldr。更具体地说，电容器28y的电容应是确定的，这样，电容器28y的充电时间比电容器36的充电时间长。
然而，电容器28y的电容和用于确定软起动时间的电容器36的各自电容差别很大。因此就存在这样一个问题，即软起动时间和电容器28的充电时间差别很大，所述软起动时间就是电容器36的充电时间。因此，电容器28y的充电时间应该保持得足够长，以便可靠地防止闭锁控制电路40不正常起动。因此，在软起动时间之后，保持电容器28y充电时间，因而，在软起动时间之后，应该正确地检测出的过载状态不能检测出。因此，用于提供非控制检测信号SLA的时间延迟。这样，在与电容器36的充电时间保持平衡时，不容易确定电容器28y的电容。
本发明解决了现有技术中存在的这个问题，可防止开关变换器的不正常起动，从而能够执行正确的保护操作。
为了解决上述问题，本发明的第一方面涉及一种开关变换器，所述开关变换器响应于振荡驱动装置发出的一个驱动信号而转换晶体管，从而获得一个所期望的直流输出电压，所述开关变换器包括用于检测过载状态并输出一个非控制检测鉴别信号的过载检测装置；软起动控制装置，所述软启动控制装置在软起动期间，用于控制所述振荡驱动装置的振荡信号的频率，所述软起动期间是一个预定时间并开始起动过程，这样就执行一个软起动操作，而将所述直流输出电压逐步提高到一个所期望的电压电平；以及振荡驱动控制装置，所述振荡驱动控制装置根据所述非控制检测鉴别信号来控制所述振荡驱动装置而停止所述驱动信号，因此，在所述软起动操作期间，所述振荡驱动控制装置执行一个保护操作而使所述非控制检测鉴别信号无效。
此外，本发明第二方面涉及一种开关变换器，其特征在于在过载状态检测之后，所述振荡驱动控制装置根据所述非控制检测鉴别信号将所述驱动信号停止一个预定的时间，然后控制所述软起动控制装置，这样，执行所述软起动操作，用以实施间歇操作。
此外，本发明第三方面涉及一种开关变换器，其特征在于通过向电容器充电，所述软起动控制装置设定所述软起动时间，以及当所述间歇操作中的软起动操作起动时，所述振荡驱动控制装置使所述电容器放电。
图1是表示根据现有技术的一种电路结构的示意图；图2A-2D是表示根据现有技术的每个部分的操作波形示意图；图3是表示根据本发明第一实施例的一种电路结构的示意图；图4表示了频率和阻抗之间的关系；图5A-5D是表示正常操作时每个部分的信号波形的示意图；图6A-6H是表示根据第一实施例的每个部分的信号波形的示意图；图7是表示根据本发明第二实施例的一种电路结构的示意图；图8A-8J是表示根据第二实施例的每个部分的操作信号波形的示意图；下文将结合附图详细地描述根据本发明第一实施例的开关变换器。图3表示了开关变换器例如一种电流谐振桥式变换器的结构。
直流输入电压源11的正极与晶体管12的漏极相接，所述晶体管12例如是一种MOS(金氧半导体)场效应晶体管，所述晶体管12用作开关元件，直流输入电压源11的负极接地。
晶体管12的源极与晶体管13的漏极相连，晶体管13的源极接地。变压器15的初级线圈Np的一个终端15pa与晶体管12的源极和晶体管13的漏极的连接点相连，初级线圈Np的一个终端15pb与电容器16的一端相连。此外，电容器16的另一端接地。电容器16和变压器15的初级线圈Np形成一个串联谐振电路。变压器15具有一个基本为变压器线圈的电感L15a和一个基本为漏磁通量的漏电感L15b。
晶体管12和晶体管13的栅极与一个将在下文描述的驱动电路33相连，响应于驱动电路33所输出的驱动信号SD1和SD2，驱动晶体管12和晶体管13交替地导通和关断。
二极管电桥18的交流(AC)输出端与变压器15的次级线圈Ns相连，滤波电容器19连接在二极管电桥18的正、负电极端之间。二极管电桥18和滤波电容器19整流和滤波在变压器15的次级线圈Ns上感应的电压，由此获得的一个直流输出电压Vs而将其提供到一个负载20和一个误差放大器21上。
将一个参考电压Vref提供给误差放大器21，所述参考电压Vref用于控制直流输出电压Vs的电压电平，根据输出参考电压Vref和直流输出电压Vs之间的差而驱动光耦合器23的发光二极管23a。
光耦合器23的光电晶体管23b的发射器接地，并通过电阻器25而与一个恒定电流源27、比较器28的正极输入端和二极管29的负极相连。用一个电压Vcc驱动恒定电流源27，所述电压Vcc高于非控制鉴别参考电压Vdr，所述电压Vdr将在下文描述。为了简化说明，二极管29的负极一侧设定在连接点P。
二极管29的阳极与一个振荡电路30相连，并通过一个电阻器31而接地。此外，一个电容器32与振荡电路30相连。
通过电阻器31和电容器32设定振荡电路30所发出的振荡信号SoSc的最低频率。此外，当根据直流输出电压Vs和电压Vref之间的差驱动光耦合器23的发光二极管23a时，光电晶体管23b也驱动，这样，根据直流输出电压Vs和电压Vref之间的差，连接点P和地之间的阻抗改变。因此，二极管29的阳极和地之间的阻抗也改变。当同样的阻抗减少时，控制振荡信号SoSc的频率使之增加，振荡信号SoSc提供到驱动电路33。此外，在起动期间，振荡信号SoSc的频率也软起动控制电路35所发出的一个软起动控制信号SFC所控制。
振荡驱动装置由振荡电路30和驱动电路33组成。驱动电路33根据振荡电路30所发出的振荡信号SoSc而向晶体管12和晶体管13的栅极提供驱动信号SD1和SD2。因此，晶体管12和13的驱动频率根据直流输出电压Vs和输出参考电压Vref之间的差而改变，控制直流输出电压Vs使之与输出参考电压Vref相等。此外，在驱动电路33中，根据将在下文描述的闭锁控制电路40所发出驱动信号SDC，停止提供驱动信号SD1、SD2。
一个非控制鉴别参考电压Vdr提供给比较器28的负极。比较器28将非控制鉴别参考电压Vdr和连接点P的鉴别电压Va比较，并向逻辑运算电路38提供一个表示比较结果的非控制检测鉴别信号SD时间T。此外，软起动控制电路35所发出的软起动时间信号SSF提供给逻辑运算电路38。下文将介绍所述软起动控制电路35。
一个电容器36与软起动控制电路35相连，并在开关变换器的操作起动期间充电。此时产生一个表示软起动时间的软起动时间信号SSF，并提供给逻辑运算电路38，在所述软起动时间内电容器36的端电压Vst充电至一个预定电压电平。此外，软起动控制信号SFC提供给振荡电路30，在起动期间，振荡电路30受该信号控制。
逻辑运算电路38对非控制检测鉴别信号SD时间T进行逻辑运算，在软起动期间，软起动时间信号SSF使非控制检测鉴别信号SD时间T无效，并在非软起动期间，向闭锁控制电路40提供一个响应于非控制检测鉴别信号SD时间T的信号来作为一个非控制检测信号SLA。
当连接点P的鉴别电压Va的电压电平低于根据逻辑运算电路38所发出的非控制检测信号SLA的非控制鉴别参考电压Vdr时，作为一种振荡驱动控制装置的闭锁控制电路40就产生和保持一个驱动控制信号SDC，用于停止供给驱动电路33中的驱动信号SD1、SD2。
下面将介绍开关变换器操作。在开关变换器中，通过使用一频率范围作为操作频率来进行上侧操作，所述操作频率的频率范围高于图4所示的由变压器15和电容器16所组成的串联谐振电路的谐振频率fC，也就是图4C所示的变压器15的初级谐振阻抗曲线的上侧。
在此情况下，当直流输出电压Vs大于输出参考电压Vref时，驱动信号SD1、SD2的频率设定为高频率。因此，变压器15的初级谐振阻抗增加，这样，励磁电流减少，控制直流输出电压Vs等于输出参考电压Vref。此外，当直流输出电压Vs低于输出参考电压Vref时，振荡信号Sosc的频率减小，驱动信号SD1、SD2的频率设定为低频率。这样，直流输出电压Vs受控而使它等于输出参考电压Vref。
在低频率范围的情况下，即在图4D所示的操作频率低于串联谐振频率fD的情况下，执行一种低侧操作。
图5A-5D表示了一种在正常操作时所获得的信号波形。晶体管12和13重复同样的操作，每个操作都有一个彼此倒相的相位。通过移动别的操作波形半个时间，可以获得一种操作波形，其中的正负号相反，因此，下文仅仅介绍晶体管13一侧的操作，而省略了介绍晶体管12一侧的操作。
图5A表示了晶体管13的漏极和源极之间的端电压VDS，图5B表示了一个用于驱动晶体管13的驱动信号SD2，图5C表示了一个流到晶体管13的电流I13，图5D表示了一个流过变压器15的次级线圈Ns的电流I2。
当晶体管12在时间t31处于关断状态时，供向晶体管12的漏极和源极之间电容的充电电流流向电容器16、谐振电感15b和直流输入电压11。此外，放电电流从晶体管13的漏极和源极之间的电容流出。因此，如图5A所示，端电压VDS的电压电平下降。
当晶体管12的端点之间的电容的放电和晶体管13的端点之间的电容的充电在时间t32处完成时，充电电流即如图5c中所示的电流I13通过晶体管13的内置二极管(图中未示)且以整流形式流进电容器16。
当电容器16的充电在时间t33完成时，从电容器16流出的放电电流流过变压器15和晶体管13。此外，如图5B所示，驱动信号SD2设定为高电平“H”。因此，晶体管13导通。从时间t32到时间t34是一个功率传送时间，在这个时间流到变压器15的初级线圈Np的电流进行励磁。因此，如图5D所示，电流I2流进次级线圈Ns。
在时间t33-1，流进晶体管13的内置二极管(图中未示)的电流设定为0。如上所述，在时间t33，晶体管13导通。因此，在时间t35之前，流到晶体管13的电流I13具有正极性。
此外，从时间t34至时间t35这段时间是一个非传送功率时间，在这段时间内晶体管13关断，在此时间内，供给串联谐振电路的谐振电流流进晶体管13，所述串联谐振电路包括变压器15的谐振电感15b和电容器16。
下文将结合附图6A-6H而对起动时间的开关变换器的操作和过载保护操作进行描述。
当开关变换器的操作在时间t41起动时，与软起动控制电路35相连的电容器36开始充电，这样，图6C中所示的端电压Vst增加。与端电压Vst相应的起动控制信号SFC提供到振荡电路30。此外，软起动控制电路35鉴别端电压Vst的电压电平，并提供图6D所示的软起动时间信号SSF，所述信号SSF表示端电压Vst是否达到一个预定电压电平Led，也就是说软起动时间是否到。例如，在端电压Vst于时间t44达到预定电压电平Led之前的软启动时间内产生的软起动时间信号SSF具有低电平“L”。软起动时间信号SSF提供到逻辑运算电路38。
响应于软起动控制电路35发出的软起动控制信号SFC，振荡电路30所发出的振荡信号Sosc设定具有操作频率范围内的最高的振荡频率。因此，图6A、图6B所示的驱动信号SD1、SD2也设定具有操作频率范围内的最高的频率。此时，谐振阻抗高。因此，流到晶体管12和13的漏极电流设定具有小的量值。因此，当操作起动时，晶体管12和13可以在安全的操作区域内驱动。此外，当操作起动时，直流输出电压Vs逐渐增大至输出参考电压Vref。因此，光耦合器23的发光部分23a设定为关断状态，直到直流输出电压Vs等于输出参考电压Vref时为止。
为此原因，例如，从时间t42到时间t43这一时间内，如图6F所示，来自比较器28的非控制检测鉴别信号SD时间T设定为一个高电平“H”。在时间t42时，当操作起动后，如图6E所示，连接点P上的鉴别电压Va达到非控制鉴别参考电压Vdr的电压电平Ldr。在时间t43，连接点的鉴别电压Va下降到电压电平Ldr。
逻辑运算电路38由一个例如与门(AND)构成，对比较器28发出的非控制检测鉴别信号SD时间T和软起动控制电路35发出的软起动时间信号SSF进行与(AND)操作。作为图6G所示的非控制检测信号SLA，“与”运算后所获得的结果提供给闭锁控制电路40。
例如，当非控制检测信号SLA处于高电平“H”时，闭锁控制电路40停止来自于驱动电路33的驱动信号SD1、SD2的输出。当软起动时间信号SSF处于低电平“L”时，例如，在软起动期间，使比较器28发出的非控制检测鉴别信号SD时间T无效。因此，非控制检测信号SLA变成低电平“L”。因此，在软起动期间，即使检测到不正常的情况，比较器28发出的非控制检测鉴别信号SD时间T从低电平“L”变到高电平“H”，这样，操作也可以正确地起动。
随后，负载20的阻抗下降而变成过载状态，变压器15的漏电感改变，这样，在时间t45，谐振频率变得高于操作频率。上侧操作变成下侧操作。在此情况下，大的功率提供到负载20。因此，当振荡信号Sosc减少时，初级线圈的谐振阻抗增加，所以，激励电流减少。因此，直流输出电压进一步地下降，这样，使光耦合器23的发光二极管23a成关断状态。此时，连接点P的鉴别电压Va是Vcc，所述电压Vcc高于非控制鉴别参考电压Vdr。因此，比较器28发出的非控制检测鉴别信号SD时间T变成高电平“H”，例如，如图6F所示。此外，软起动时间到达后，软起动时间信号SSF变成高电平“H”，例如，如图6D所示。因此，例如在非控制检测鉴别信号SD时间T变成高电平“H”时，图6G所示的非控制检测信号SLA变成高电平“H”。因此，如图6H所示，闭锁控制电路40产生驱动控制信号SDC并将其输出。从而，驱动信号SD1、SD2的输出停止。这样，在时间t45，开关变换器的操作结束，确定为过载状态。
在上述的第一实施例中，当确定过载状态时，保持开关变换器的操作结束时的状态。这样，在时间t46，即使过载状态消除，用于起动开关变换器再次运行的操作可以再次执行，以便操作开关变换器。
参考图7，下文将描述开关变换器的第二实施例。当确定过载状态时，开关变换器的操作可以停止，当过载状态消除时，开关变换器的操作可以自动地执行。在图7中，与图3相对应的部分具有相同的附图标记，因此，再次不再进行详细的描述。
在第二实施例中，在闭锁控制电路40的位置，将间歇操作控制电路50连接到逻辑运算电路38上。同时，间歇操作控制电路50发出的软起动信号SST提供到软起动控制电路35中，驱动控制信号SDC提供到驱动电路33上。更进一步地说，电容器51的一端与间歇操作控制电路50相连，电容器51的另一端接地，所述电容器51用于确定间歇操作的停止时间。
当根据非控制检测鉴别信号SD时间T而检测到处于过载状态时，电容器51充电，控制软起动控制电路35经过一个停止时间，在所述停止时间，驱动信号SD1、SD2停止而执行软起动操作，这样就执行间歇操作。
下文将结合图8A-8H对根据第二实施例的用于起动开关变换器的操作和过功率保护操作进行描述。
当开关变换器处于过载状态时，如图8E所示，连接点P的鉴别电压Va在时间t61时达到电压电平Ldr，如图8F所示，非控制检测鉴别信号SD时间T具有高电平“H”。此外，如图8D所示，软起动时间信号SSF已经具有高电平“H”。因此，如图8G所示，作为非控制检测鉴别信号SD时间T和软起动时间信号SSF的与运算结果的非控制检测信号SLA变成高电平“H”。因此，间歇操作控制电路50开始对电容器51进行充电，如图8J所示，电容器51的端电压Vdc开始增加。
在时间t62时，电容器36的充电完成，也就是说，开始间歇操作停止的时间，电压Vdc达到峰值。因此，如图8I所示，在间歇操作控制电路50内，软起动开始信号SST变成高电平“H”。在软起动控制电路35内，软起动开始信号SST从低电平“L”变成高电平“H”，这样，电容器36就放电。因此，如图8C所示，电容器36的端电压Vst瞬时下降。这样，当间歇操作结束之后就能够获得一个足够的软起动时间。
此外，如图8D所示，软起动控制电路35将软起动时间信号SSF设定为低电平“L”。软起动时间信号SSF的低电平“L”使图8F所示的比较器28所输出的非控制检测鉴别信号SD时间T的高电平“H”无效，这样，非控制检测鉴别信号SLA的低电平“L”就提供到间歇操作控制电路50中。同时，图8H所示的驱动控制信号SDC提供给驱动电路33，驱动电路33停止向晶体管12和13提供图8A、8B所示的驱动信号SD1、SD2。
在时间t63时，由于电容器36完成了放电，电压Vdc为0，也就是说，当间歇操作完成时，间歇操作控制电路50中的驱动控制信号SDC从高电平“H”变成低电平“L”，并提供给驱动电路33。因此，驱动电路33开始向晶体管12和13提供驱动信号SD1、SD2，从而执行上述的软起动操作，这样，开关变换器再次自动地起作用。
上面的实施例中介绍了电流谐振类型的开关变换器，但开关变换器并不局限于电流谐振类型。此外，上文介绍了桥式类型的开关变换器，但是，开关变换器可以是半桥型的。
如上所述，在本发明中，在软起动期间，使处于过载状态中的非控制检测鉴别信号变得无效。这样就可以避免不正常起动而执行正确的保护操作。不必象现有技术那样，通过电容器来防止鉴别电压的下降，进而避免不正常起动。因此，用于防止不正常起动的电容器可以取消。这样就能够取消用于确定电容器的电容量的操作，所述确定电容器的电容量的操作是很不容易执行的。此外，通过取消电容器，可以形成一个IC(集成电路)，电容器是一种形成非控制检测保护电路的IC的障碍。
此外，当软起动控制电路停止，直流输出电压过载时，通过执行晶体管的间歇操作，开关操作停止和再次开始运行。这样，可保护晶体管和负载，此外，开关变换器可再次自动地起作用。
因此，根据本发明的开关变换器非常适合于直流-直流(DC-DC)变换器、高频率逆变器和类似产品。
以上结合附图已对本发明的优选实施例作了十分详细的描述，应认识到本发明并不仅限于上述实施例，本领域的技术人员在不脱离本发明的实质或范围的情况下对本发明所做的改变和变更均落在权利要求的保护范围内。
权利要求
1．一种开关变换器，所述开关变换器使用一个通过振荡驱动装置的振荡信号而产生一个驱动信号，所述开关变换器响应于所述驱动信号而转换晶体管，从而获得一个期望的直流输出电压，所述开关变换器包括用于检测过载状态并输出一个非控制检测鉴别信号的过载检测装置；软起动控制装置，所述软启动控制装置在软起动期间，用于控制所述振荡驱动装置的振荡信号的频率，所述软起动期间是一个预定的时间并开始起动过程，这样就执行一个软起动操作，将所述直流输出电压逐步提高到一个所期望的电压电平；振荡驱动控制装置，所述振荡驱动控制装置根据所述非控制检测鉴别信号而控制所述振荡驱动装置，停止所述驱动信号，因此，在所述软起动操作期间，执行一个保护操作而使所述非控制检测鉴别信号无效。
2．根据权利要求1所述的开关变换器，其特征在于当根据所述非控制检测鉴别信号而检测到过载状态之后，所述振荡驱动控制装置将所述驱动信号停止一个预定的时间，然后控制所述软起动控制装置，这样就执行所述软起动操作而实施间歇操作。
3．根据权利要求2所述的开关变换器，其特征在于所述软起动控制装置通过向电容器充电而设定所述软起动时间，当所述间歇操作中的软起动操作开始时，所述振荡驱动控制装置控制所述软起动控制装置而完成所述电容器的放电。
全文摘要
当开关变换器起动时,防止非控制检测保护电路不正常起动。在软起动期间,闭锁控制电路40使非控制检测鉴别信号SD时间T无效。根据非控制检测鉴别信号SD时间T检测到处于过载状态后,在预定时间内,驱动电路33停止发出驱动信号SD1、SD2,控制软起动电路35执行软起动操作。因此执行间歇操作。由间歇操作控制电路50控制软起动控制电路35,完成电容器36放电,当间歇操作中的软起动时,电容器36设定软起动时间。
文档编号H02M3/155GK1290990SQ0012857
公开日2001年4月11日 申请日期2000年9月28日 优先权日1999年9月28日
发明者永原清和 申请人:索尼公司