高效率低空载损耗交流/直流开关变换器的制作方法

专利名称：高效率低空载损耗交流/直流开关变换器的制作方法
技术领域：
本实用新型属于交流/直流开关变换器技术领域，用于将交流电源变换成恒定的直流电压，可用于交流适配器等电源产品。
当交流适配器的输出功率大于60W时，通常选择两级交流/直流开关变换器。第一级用于功率因数校正(PFC)，同时向第二级提供一个稳定的直流电压。第二级为带隔离变压器的直流/直流变换器。图1示出了一个效率较高、目前应用广泛的两级交流/直流开关变换器的电路图。第一级为BOOST功率因数校正器，运行于临界导通方式(Critical Conduction)。第二级为零电压不对称半桥(ZVS AHB)PWM变换器，采用恒频PWM控制方式运行。在宽范围交流输入电压(90-264V)应用中通过合理的设计，其满载最低效率可大于87％。但是该两级交流/直流变换器存在以下不足(1)BOOST功率因数校正器由于采用临界导通方式控制，在空载时电路的开关频率最高，因而导致主电路和控制电路的空载损耗较大。(2)在零电压不对称半桥变换器的控制电路中，占空比Ds定义为功率开关Q3导通时间与开关周期Ts的比值，D定义为PWM控制器的输出调制脉冲Vpwm的占空比。由于PWM控制器通常有一个最小输出调制脉冲宽度限制(一般为0.5-0.8微妙)，则占空比D有一个最小值限制。而占空比Ds随着零电压不对称半桥变换器输出直流电流Io的下降而随之变小。一旦占空比Ds小于占空比D，将引起电路的振荡。为了解决零电压不对称半桥变换器存在的轻载振荡问题，通常在该变换器的输出端增加一个假负载，但导致其空载损耗增加。(3)零电压不对称半桥变换器运行时的最大占空比为50％，因此在控制电路中通常选择最大输出占空比为50％的PWM控制器(如UC3845)。由于UC3845等PWM控制器外接定时电容存在放电时间，因此Vpwm的最大占空比小于50％。另一方面，为了防止功率开关管Q3和Q4同时导通，在控制电路中须增加死区时间设置电路。传统死区时间设置电路设置二个延迟时间，每个延迟时间可通过简单的延迟电路来实现，二个延迟时间也可通过同一延迟电路来实现。图2A示出了传统RCD死区时间设置电路和功率开关驱动电路的原理图，图中编号17代表第一个延迟电路，编号18代表第二个延迟电路，电阻电容充放电电路的时间常数R11*C11和R12*C12分别用于调节第一个延迟时间T1d和第二个延迟时间T2d，图2B为图2A的输入输出电压波形，其中输出波形Vgs(Q3)与输入波形Vpwm同相，输出波形Vgs(Q4)与输入波形Vpwm反相。从图2B中可见，Vpwm的上升沿和下降沿分别与Vgs(Q4)的下降沿和Vgs(Q3)的下降沿同步，Vgs(Q3)的上升沿比Vgs(Q4)的下降沿延迟一个死区时间T1d，Vgs(Q4)的上升沿比Vgs(Q3)的下降沿延迟一个死区时间T2d，若设T1d＝T2d＝Td，则Vgs(Q3)的占空比Ds＝D-Td/Ts，从而进一步减少了零电压不对称半桥变换器实际运行时的最大占空比。当开关频率为100KHz时，占空比Ds的最大值约为42％-45％。为了满足直流输出电压Vo的调节和维持时间等要求，满载时零电压不对称半桥变换器的稳态占空比只能设置在30％-35％左右，导致输出滤波电感量增加及功率开关管损耗增加，降低了变换器的效率。
图1和图2A中编号1表示桥式整流电路，编号2表示滤波电路C1，编号3表示BOOST开关变换器，编号4表示零电压不对称半桥变换器，编号5表示有源功率因数控制电路，编号6表示零电压不对称半桥变换器控制电路，由编号为7的PWM控制器，编号为8的功率开关驱动电路，编号为9的死区时间设置电路组成，字母C2、C5、Co表示电容器，L1、Lo表示滤波电感器，D1、D2、D3、D11、D12表示二极管，Q1、Q3、Q4表示开关功率管，TR表示隔离变压器，Ro表示负载，Vi表示交流输入电压，Vo和Io分别表示零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电压和输出直流电流。
根据本实用新型的一种交流/直流开关变换器，包括一个整流电路；一个滤波电路；一个BOOST开关变换器；一个零电压不对称半桥变换器；在所述零电压不对称半桥变换器中，一个电容与隔离变压器的初级绕组串联并与所述初级绕组电感形成谐振电路，以实现所述零电压不对称半桥变换器的零电压开关；一个有源功率因数控制电路，采用临界导通方式(CriticalConduction)控制所述BOOST开关变换器，用于提高交流输入端的功率因数并调节所述BOOST开关变换器输出直流电压至某一稳定值；一个零电压不对称半桥变换器控制电路，采用恒频方式控制所述零电压不对称半桥变换器，所述零电压不对称半桥变换器控制电路由一个PWM控制器，一个功率开关驱动电路，一个死区时间设置电路组成，所述PWM控制器用以产生占空比为D的输出脉冲调制信号调整所述零电压不对称半桥变换器直流输出电压至某一稳定值；所述功率开关驱动电路产生一对相位相反的脉冲驱动信号以驱动所述零电压不对称半桥变换器的两个功率开关；所述死区时间设置电路用以在所述脉冲驱动信号之间产生一定死区时间，以防止所述零电压不对称半桥变换器的两个功率开关的共同导通，其特征在于，所述交流/直流变换器还包括一个电流检测电路，用于产生检测所述零电压不对称半桥变换器输出直流电流变化的电压响应信号；一个所述BOOST开关变换器运行方式转换电路，当所述零电压不对称半桥变换器输出直流电流低于某一预定值时，所述BOOST开关变换器运行于频率较低的不连续电流方式(DCM)；一个所述零电压不对称半桥变换器开关频率控制电路，当所述零电压不对称半桥变换器输出直流电流低于某一预定值时，所述零电压不对称半桥变换器运行于比满载更低的开关频率。
此外，所述电流检测电路可为一个滞回电压比较器，并且将所述PWM控制器中反映所述零电压不对称半桥变换器输出直流电压变化的误差放大器输出电压作为所述滞回电压比较器一个输入端的输入信号，以检测所述零电压不对称半桥变换器输出直流电流的变化。为了在轻载和空载时实现所述零电压不对称半桥变换器的零电压开关，所述死区时间设置电路还可以包括一个死区时间控制电路，当所述零电压不对称半桥变换器输出直流电流低于某一预定值时，所述死区时间大于所述零电压不对称半桥变换器运行于满载时的死区时间。
为了提高效率，根据本实用新型的一种交流/直流开关变换器可进一步包括一个包含三个延迟时间的死区时间设置电路，用以提高所述零电压不对称半桥变换器实际运行时的最大占空比。


图1是两级交流/直流开关变换器电路图。
图2A是传统RCD死区时间设置电路和功率开关驱动电路的原理图。
图2B是图2A的输入输出电压波形。
图3是说明本实用新型的交流/直流开关变换器实施例的原理简图。
图4是说明图3中BOOST开关变换器运行方式转换电路一个实施例的原理电路图。
图5是说明图3中零电压不对称半桥变换器开关频率控制电路一个实施例的原理电路图。
图6是说明图3中电流检测电路一个实施例的原理电路图。
图7A是含死区时间控制电路的RCD死区时间设置电路和功率开关驱动电路原理电路图。
图7B是图7A的输入输出电压波形。
图8A是用于提高零电压不对称半桥变换器实际运行时最大占空比的死区时间设置电路和功率开关驱动电路原理框图。
图8B是图8A的输入输出电压波形。
图3为说明本实用新型的交流/直流开关变换器实施例的原理简图。在图3中编号1是由四个二极管组成的桥式整流电路，编号2是滤波电路C1，编号3是BOOST开关变换器，编号4是零电压不对称半桥变换器，编号5是有源功率因数控制电路，编号6是零电压不对称半桥变换器控制电路，由编号为7的PWM控制器，编号为8的功率开关驱动电路，编号为9的死区时间设置电路组成，字母C2、C5、Co表示电容器，L1、Lo表示滤波电感器，D1、D2、D3表示二极管，Q1、Q3、Q4表示开关功率管，TR表示隔离变压器，Ro表示负载，Vi表示交流输入电压，Vo和Io分别表示零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电压和输出直流电流。
图3中BOOST开关变换器(3)一般有三种运行方式连续电流方式(CCM)、不连续电流方式(DCM)和临界导通方式(Critical Conduction)。临界导通方式由于能实现良好的软开关性能，获得较高的效率，因此有源功率因数控制电路(5)选择临界导通方式控制。为了克服空载时BOOST开关变换器(3)损耗较大的不足，图3中包括了一个BOOST开关变换器(3)运行方式转换电路(11)。当BOOST开关变换器(3)运行于轻载和空载时，有源功率因数控制电路(5)采用不连续电流方式控制，且开关频率可降至20KHz以下，从而降低BOOST开关变换器(3)和有源功率因数控制电路(5)的损耗。有源功率因数控制电路(5)一般可选择临界导通方式控制的集成功率因数控制器，当集成功率因数控制器含开关频率箝位(FC)功能时，可利用开关频率箝位功能方便地实现临界导通方式和不连续电流方式的相互转换。图4示出了上述两种运行方式转换电路(11)一个实施例的原理电路图，图中FC为开关频率箝位端，Vr1为直流稳定电压，Vdet为检测零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流变化的电压响应信号，用以控制开关管Q2的通断。当BOOST开关变换器(3)运行于重载时Q2导通，开关频率箝位电路的时间常数为C3*R1*R2/(R1+R2)，在交流输入电压瞬时值接近零时提供开关功率管Q1一个最小关断时间，一般为几微妙至十几微秒，用于改进交流输入端的功率因数并减少电磁干扰(EMI)。当BOOST开关变换器(3)运行于轻载和空载时，Q2断开，开关频率箝位电路的时间常数为C3*R1，由于R1远大于R2，可使BOOST开关变换器(3)运行于频率较低的不连续电流方式，降低其空载损耗。实验证明对于宽交流输入电压范围、直流输出电压Vdc为380V的BOOST开关变换器，空载时运行于开关频率为20KHz的不连续电流方式时，其交流输入端输入功率比运行于临界导通方式时减少约0.3W。
图3中零电压不对称半桥变换器(4)运行于恒频PWM方式，其开关频率由PWM控制器(7)决定。PWM控制器(7)可选择最大输出占空比为50％的集成PWM控制器，其输出脉冲调制信号Vpwm的频率由外接定时电阻和外接定时电容决定，一般为100KHz以上以获得高功率密度。为了解决零电压不对称半桥变换器(4)在轻载和空载时存在的不稳定问题同时减少空载损耗，图3中包括了一个开关频率控制电路(12)。当零电压不对称半桥变换器(4)运行于轻载和空载时，其开关频率可降至30KHz以下，从而减少Vpwm的占空比以维持输出直流电压Vo的稳定并减少其空载损耗。图5示出了零电压不对称半桥变换器开关频率控制电路(12)一个实施例的原理电路图，图中Rt/Ct为外接定时电阻和外接定时电容输入端，Vr2为直流稳定电压，Vdet为检测零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流变化的电压响应信号，R4大于R5。当零电压不对称半桥变换器(4)运行于重载时，开关管Q5导通，定时电路的时间常数为C6*R4*R5/(R4+R5)；当零电压不对称半桥变换器(4)运行于轻载和空载时Q5断开，定时电路的时间常数为C6*R4，大于重载时的时间常数，从而可获得更小的占空比，保持输出直流电压Vo的稳定并减少空载损耗。
为了获得图4和图5中电压响应信号Vdet，需要一个输出直流电流Io的检测电路。常用的电流互感器检测电路或取样电阻检测电路电路复杂，成本较高。本实用新型提出了一个简单易行的电流检测电路，其一个实施例示于图6。图6中EA为误差放大器电路，PWM为脉宽调制器，R6、R7为输出直流电压Vo取样电阻，电流检测电路由滞回电压比较器(10)构成，由PWM控制器(7)中误差放大器的输出电压作为滞回电压比较器(10)一个输入端的输入信号，用以检测输出直流电流Io的变化，Vr3为直流稳定电压，电阻R8、R9、R10构成比较器的滞回特性，使输出直流电流Io由小到大变化时的检测点电流大于输出直流电流Io由大到小变化时的检测点电流，从而避免零电压不对称半桥变换器(4)在轻载和重载之间变化时引起振荡。
零电压不对称半桥变换器(4)运行于轻载和空载时隔离变压器TR原边绕组的电流很小，为了实现Q3、Q4的零电压开关以减少损耗，需要更长的死区时间Td。由于死区时间Td一般由延迟电路中电阻电容充放电电路的时间常数决定，通过改变轻载和空载时的电阻值可方便地改变死区时间Td。图7A示出了一个含死区时间控制电路(16)的RCD死区时间设置电路(9)。其输入输出电压波形示于图7B，轻载和空载时开关S1、S2断开，重载时S1、S2闭合，从而使轻载和空载时的死区时间大于重载时的死区时间。
零电压不对称半桥变换器(4)存在的满载稳态占空比过小从而降低效率的问题可通过死区时间设置电路(9)中设置三个延迟时间来解决。图8A示出了具有三个延迟时间的新型死区时间设置电路和功率开关驱动电路原理框图，图8B为图8A的输入输出电压波形图，其中延迟电路A用于产生延迟时间T1d，延迟电路B用于产生延迟时间T2d，延迟电路C用于产生延迟时间T3d，延迟电路A、延迟电路B、延迟电路C也可合并为一个或二个延迟电路。从图中可见，新增加的延迟时间T3d为Vgs(Q3)的下降沿比Vpwm的下降沿延迟的时间。通过调整T3d，零电压不对称半桥变换器(4)运行时的最大占空比可提高到50％，使其满载稳态占空比可以设计在40％左右，从而提高其效率。
纵上所述，本实用新型提供了一种高效率、低空载损耗的交流/直流开关变换器，可适用于交流适配器等电源产品。实验证明对于宽交流输入电压范围、输出功率大于60W的交流适配器，应用本实用新型提供的交流/直流开关变换器，可使满载最低效率大于89％，空载交流输入端输入功率小于1W。
权利要求1.一种高效率低空载损耗交流/直流开关变换器，包括一个整流电路(1)；一个滤波电路(2)；一个BOOST开关变换器(3)；一个零电压不对称半桥变换器(4)；一个有源功率因数控制电路(5)，采用临界导通方式(Critical Conduction)控制BOOST开关变换器(3)，用于提高交流输入端的功率因数并调节BOOST开关变换器(3)输出直流电压至某一稳定值；一个零电压不对称半桥变换器控制电路(6)，由一个PWM控制器(7)，一个功率开关驱动电路(8)，一个死区时间设置电路(9)组成，其中PWM控制器(7)用以产生恒频输出脉冲调制信号调整零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电压至某一稳定值，功率开关驱动电路(8)产生一对相位相反的脉冲驱动信号以驱动零电压不对称半桥变换器(4)的两个功率开关，其中一个脉冲驱动信号与所述输出脉冲调制信号同相，另一个脉冲驱动信号与所述输出脉冲调制信号反相，死区时间设置电路(9)包含一个或多个延迟电路，所述延迟电路产生的延迟时间用以在所述脉冲驱动信号之间产生一定死区时间，以防止所述零电压不对称半桥变换器(4)的两个功率开关的共同导通；在零电压不对称半桥变换器(4)中，一个电容与隔离变压器的初级绕组串联并与所述初级绕组电感形成谐振电路，以实现零电压不对称半桥变换器(4)的零电压开关，其特征在于，所述高效率低空载损耗交流/直流开关变换器还包括一个电流检测电路(10)，用于产生检测所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流变化的电压响应信号；一个BOOST开关变换器(3)运行方式转换电路(11)，当所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流低于某一预定值时，BOOST开关变换器(3)运行于频率较低的不连续电流方式(DCM)；一个零电压不对称半桥变换器(4)开关频率控制电路(12)，当所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流低于某一预定值时，零电压不对称半桥变换器(4)运行于比满载更低的开关频率。
2.根据权利要求1所述的高效率低空载损耗交流/直流开关变换器，其特征是有源功率因数控制电路(5)为含开关频率箝位电路(FC)的有源功率因数集成控制器，在所述开关频率箝位电路的外接电路中含BOOST开关变换器运行方式转换电路(11)，包括一个电阻，一个电容，一个可控开关(13)与另一个电阻串联后与所述电阻并联，可控开关(13)在所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流低于某一预定值时断开，而在所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流高于某一预定值时接通。
3.根据权利要求1所述的高效率低空载损耗交流/直流开关变换器，其特征是PWM控制器(7)的振荡器含外接电阻电容定时电路，决定所述输出脉冲调制信号的开关频率，所述外接电阻电容定时电路中含零电压不对称半桥变换器开关频率控制电路(12)，包括一个定时电阻，一个定时电容，一个可控开关(14)与另一个定时电阻串联后与所述定时电阻并联，所述可控开关(14)在所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流低于某一预定值时断开，而在所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流高于某一预定值时接通。
4.根据权利要求1所述的高效率低空载损耗交流/直流开关变换器，其特征是电流检测电路(10)为一个滞回电压比较器，并且将PWM控制器(7)中反映零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电压变化的误差放大器输出电压作为滞回电压比较器一个输入端的输入信号，以检测零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流的变化，所述滞回电压比较器的另一个输入端信号为一直流稳定电压用作基准信号，所述滞回电压比较器的输出端产生开关控制信号用于控制可控开关(13)与可控开关(14)的开通与关断，所述滞回电压比较器的滞回特性应使所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流由小到大变化时的检测点电流大于所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流由大到小变化时的检测点电流。
5.根据权利要求1所述的高效率低空载损耗交流/直流开关变换器，其特征是死区时间设置电路(9)还包括一个死区时间控制电路(16)，当所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流低于某一预定值时，所述死区时间大于零电压不对称半桥变换器(4)运行于满载时的所述死区时间。
6.根据权利要求5所述的高效率低空载损耗交流/直流开关变换器，其特征是死区时间设置电路(9)含一个充电电阻、一个充电电容构成的延迟电路，用以产生所述死区时间，在所述一个充电电阻两端并联死区时间控制电路(16)，包括一个可控开关(20)与另一个充电电阻串联，可控开关(20)在所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流低于某一预定值时断开，而在所述零电压不对称半桥变换器(4)输出直流电流高于某一预定值时接通。
7.根据权利要求1所述的高效率低空载损耗交流/直流开关变换器，其特征是死区时间设置电路(9)所包含的延迟电路设置三个延迟时间，使所述输出脉冲调制信号的上升沿和所述另一个脉冲驱动信号的下降沿同步，所述一个脉冲驱动信号的上升沿比所述另一个脉冲驱动信号的下降沿延迟一个死区时间，所述一个脉冲驱动信号的下降沿比所述输出脉冲调制信号的下降沿延迟另一个死区时间，所述另一个脉冲驱动信号的上升沿比所述一个脉冲驱动信号的下降沿延迟第三个死区时间。
专利摘要本实用新型的交流/直流开关变换器包括一个整流电路；一个滤波电路；一个BOOST开关变换器，采用临界导通方式控制；一个零电压不对称半桥变换器，采用恒频PWM方式控制；一个由滞回电压比较器构成的电流检测电路等，当零电压不对称半桥变换器输出直流电流低于某一预定值时，BOOST开关变换器运行于频率较低的不连续电流方式，零电压不对称半桥变换器运行于比满载更低的开关频率，且具有比满载更长的死区时间。此外，零电压不对称半桥变换器实际运行时的最大占空比可达到50％。其特点为效率高、空载输入功率小，成本低。
文档编号H02M3/24GK2554861SQ01271888
公开日2003年6月4日 申请日期2001年12月5日 优先权日2001年12月5日
发明者周仕祥 申请人:周仕祥