专利名称：谐振变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于供应一个电子消耗装置(D)的谐振变换器，其中该谐振变换器的输入电路形成一个电压中心(N)，该电压中心(N)通过一个自感(L1)和第一节点(B)相连，第一节点(B)通过电容(C1，C2)与一个正供应电势和一个负供应电势相连，其中自感(L1)与一个磁化装置(Ls)磁耦合，该磁化装置(Ls)被一个电子电路(I脉冲)磁化而改变方向。
背景技术：
美国专利5,047,913公开了一种谐振变换器，其中的谐振电路由两个串联电容组成并与一个供应电压的正电势和负电势相连。存在一个从两个电容的中心经过第一组半导体开关到达一个线圈的连接。线圈的其它连接与第二组电子开关中的一个中心相连，该第二组电子开关分别与供应电压的正电势和中性电势相连。线圈的其它连接也提供一个到其它两个串联电容之间的中心的连接，其中所述的其它两个串联电容与供应电压的正电势和中性电势相连。此外，线圈的其它连接与第二自感相连，该第二自感与电路的输出相连。
但是，在电容和自感之间使用电子开关，并且如果开关包括半导体，将产生不想要的电压降。如果传输大的电流，将出现很大的电量损耗。
发明内容
本发明的目标是提供一种具有最小可能的电量损耗的谐振变换器。
可以通过一个如公开的内容所述的谐振变换器来实现该目标，如果该谐振变换器是这样构成的第一节点(B)直接与第一组电子开关相连，第一组电子开关在关闭的时候建立起到至少一个输出的一个连接，其中正供应电压和负供应电压分别经过第二组电子开关与输出相连，其中电子开关的打开和关闭依靠一个总的控制系统。
这保证了从供应电压到输出的电流只以向前的方向流经一个半导体。因为在节点处的电压随着电路的谐振频率在供应电压正负值之间浮动，半导体开关被打开时可能有一个理想情况下为零的最小压降。这就减少了谐振变换器中的半导体的打开和关闭的损耗，并且大量电量传输时只产生少量的热量，从而减少了冷却的要求。
第一节点(B)可以与至少两个半导体元件相连，所述半导体元件与正电压电势和负电压电势相连。从而保证了在该节点处的电压不会超过正电压供应，不会小于负电压供应。
第一节点(B)还可以与几个分支相连，每个分支包括第一组电子开关，所述第一组电子开关在关闭的时候建立一个到一些输出的连接，其中正电压供应和负电压供应分别通过第二组电子开关与输出相连，其中电子开关的打开和关闭依靠一个总的控制系统。从而，该谐振变换器可用于一个多相AC系统。在各个分支的半导体的控制的基础上，每个分支能够控制一个相位，该相位可以被移动任意的度数。
自感以及电容可以形成一个谐振振荡系统，其中所述的振荡是根据谐振变换器的输出的实际需要，通过电子控制系统来保持的。从而，谐振振荡的幅度可以被最优地保持，而不会超过供应电压的正电势，低于供应电压的负电势。如果振荡幅度能保持其峰的峰值接近于供应电压，可以最优化地通过控制系统打开半导体，这样打开时半导体上有最小的电压降。
该谐振电路可以被设计为，在相反的电流方向电子开关自动关闭。然后，控制系统只需被构造为能打开该半导体。
电子开关最好当半导体上有一个低的电压降的时候被打开或关闭。从而当半导体改变状态的时候可以实现一个低的电量消耗。
该电路可以被包含在一个多相频率变换器中。从而该电路可用于电动机控制。
该电路还可以在一个DC/DC变换器中使用。
用于半导体开关的控制信号可以由一个总的控制系统通过一个西格马德尔塔变换器来产生。因此，可以使用最少数量的元件以一种简单的方式形成该控制信号。
总的控制系统可以包括一个表，该表包含多个允许的逻辑状态，其它多个不允许的状态被排除在外，其中其它的不允许状态可以导致变换器分支中出现短路。因此，可以有效的消除可能的短路状态。在变换器分支中，非常短暂的短路尤其是危险的，因为持续几个纳秒的短暂的短路是难以检测的，但在半导体中损耗了很大的电量。
下面以附图为基础来说明本发明，图1示出了所提出的变换器的一个单个分支，图2示出了一个具有3个输出分支D、E和F的3级谐振变换器，图3示出了一个西格马德尔塔调制器，图4示出了一个SDM信号(g01，g02)，图5示出了谐振变换器的一个简单的同步，图6示出了短路状态的一个可选的简单消除，图7示出了一个修改过的电路，图8示出了一个单相变换器的仿真，图9示出了输出电压和电流曲线，图10示出了电流的分布和输出电压的质量，以及图11示出了均方根电流(RMS)和在S1、S2处的平均(AVG)电流，以及作为Δv的函数的相电压VDN的THD。
在图1中B点处的电压VBC在Vd和0之间振荡，并且，与C1、C2并联的两个二极管钳住该电压。谐振被电流源ipulse所控制，所述的电流源ipulse通过Ls和L1与谐振电流磁耦合。Ipulse输入一个合适水平的能量给谐振电路，并补偿谐振电路的损耗。Ipulse根据负载的条件而被调整。谐振的控制完全独立于主开关，从而很容易使谐振变的可靠，并且还避免了在主开关处的高频压力。
有了B点处的一个振荡电压VBC，就可能实现主开关的软转换。通过在电压VAB是0的时候(zvsAB＝true)关闭S1，并同时打开S3和S4，取得了从开关S1到开关S2的一个软开关转换。当VBC为0时(zvsBC＝true)，S3和S4被关闭，并且S2被打开。
表1 表1示出了控制信号与一个谐振周期内的平均分支输出电压之间的关系。
变换器有三级，它们被定义为当VDC＝Vd时，S1＝ON，当VDC＝0时，S2＝ON。在一个谐振周期内，当S3+S4＝ON时，达到第三级，其中VDC的平均值是Vd/2。
在图2中示出了一个完整的3相变换器。开关S3和S4的布线使采用标准的双封装IC模块成为可能。与C1和C2并联的二极管可以通过开关S3和S4的足够的控制被消除，但由于安全防备，这里它们并没有被移走。
如果开关的硬转换被软转换所替代，开关的损耗减少了，但它导致谐振电路中的损耗增加。
传导损耗分布在S1、S3、S4、S2和二极管之间。因为晶体管损耗相对于二极管损耗要大的多，下面只考虑晶体管损耗。传导时间由产生一个控制开关的输出信号的调制器决定，并且该调制器只产生两个输出信号，因为S1是S3的倒数(S1＝/S3)，S2是S4的倒数(S2＝/S4)。
一个定义为(g1，g2)′的分支矢量，其中g1控制S1+S3，g2控制S2+S4。可能有4种组合。表1示出了分支矢量与分支电压VDN和VDC之间的关系。
图3示出了一个简单而有效的西格马德尔塔调制器(SDM)。
西格马德尔塔调制器信号(g1，g2)′与零电压间隔zvsAB和zvsBC同步。
该西格马德尔塔调制器有一个具有三个状态(1，0，-1)的内部模拟反馈，以及一个2比特的数字输出(g1，g2)′。在S1、S2和S3+S4之间的电流的分布依赖于图4所示的磁滞电压带ΔV。
图4示出了一个作为积分函数的SDM信号(g01，g02)′，其中误差表示误差。
状态(g01，g02)′不能直接被转换为开关，结果，分支的状态中的变化必须保持某些限制和时间要求以避免分支的短路或硬转换。
图5示出了g01，g02与zvsAB和zvsBC的一个简单的同步，但所示的g01和g02的同步不足以阻止短路。
把该分支的状态中的变化在zvsAB限制为零电压间隔g1，以及在zvsBC限制为g2并不能保证一个合理的状态。图5示出了一个短路的情况。似乎用状态(0，1)′来替换(1，0)′来解决这个问题是一个简单的方案，但实际并不是这样。在图5中可以看出，使用ΔV＝0可以得到一个同样的g01和g02。
在图6中也示出了短路状态的一个简单消除是不足以保证该分支的正确控制的。这里，避免了短路，但产生了一个不想要的硬转换。为避免硬转换和短路，必须分析所有可能的状态。
问题是分支状态中的变化如何能被限制为状态中允许的变化。在改变分支的状态之前，需要估计(g01，g02)的锁定值，并且基于该估计结果，分支状态(g1，g2)′的信号被改变。(g01，g02)′的锁定值被重新命名为(gA1，gA2)。
如图6所示，在谐振链接电压VBC的斜率为负的时候，不允许把分支的状态从(0，0)′变为(0，1)′。分支的状态(g1，g2)′必须和VBC的斜率一致。
下面描述5个逻辑水平的信号(gA1，gA2，斜率，g1，g2)这5个信号给出了分支状态的全部信息，总共有32种组合。有些组合是允许的，有些是不允许的。每个组合都被考虑，从而生成一个查询表或状态表。
图7示出了一个修改的电路
表2.修改的SDM中使用的状态机该状态表的内容如表2所示。
在表2中，在消除所有的不允许的状态(1，0)′之后，只示出了32个状态中的18个。
图8示出了一个单相变换器的仿真，其中一个电流源把一个10安培的均方根电流以及一个-37度的相位输入给变换器。
图9示出了采用ΔV＝0.5的输出电压和电流曲线。在图10中例示了ΔV的重要性，其中示出了相位电压VDN和电流的放大图，在表示VDN的上曲线采用ΔV＝0，在表示VDN的中间曲线采用ΔV＝0.5。增大ΔV也增加了产生半直流链接电压的分支状态的数量。
从图10中可以清楚看出电流分布和输出电压质量随着ΔV而改变。
进行了一系列的仿真，其中ΔV从0变到0.7，然后计算在S1、S3、S4和S2的均方根电流和平均电流，注意到S1和S2的均方根值和平均值是一样的。在S3和S4中所观察到的电流也是如此。从而，只需要示出在S1和S3的电流的均方根电流值和平均电流值。此外，相位电压VDN的THD也被计算。
图11中示出了结果，并注意到当ΔV增大时，在开关之间的电流分布变得更均匀。当ΔV增加时，TDH水平也提高了，但是在达到ΔV＝0.5以后，没有或仅有一点提高出现。
权利要求
1.一种用于供应一个电子消耗装置(D)的谐振变换器，其中该谐振变换器的输入电路形成一个电压中心(N)，该电压中心(N)通过一个自感(L1)和第一节点(B)相连，第一节点(B)通过电容(C1，C2)与一个正供应电压和一个负供应电压相连，其中自感(L1)与一个磁化装置(Ls)磁耦合，该磁化装置(Ls)被一个电子电路(I脉冲)磁化而改变方向，其特征在于第一节点(B)经过自感(L1)与电压中心(N)相连，其中第一节点(B)直接和第一组电子开关(S3，S4)相连，第一组电子开关(S3，S4)在关闭的时候建立到至少一个输出(D)的一个连接，其中正(A)供应电压和负(C)供应电压分别经过第二组电子开关(S1，S2)与输出(D)相连，其中电子开关(S1，S2，S3，S4)的打开和关闭依靠一个总的控制系统。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，存在从第一节点(B)到至少两个半导体元件的一个连接，所述的半导体元件与正(A)供应电势和负(B)供应电势相连。
3.根据权利要求1或2所述的谐振变换器，其特征在于，第一节点(B)与几个分支相连，每个分支包括第一组电子开关(S3，S4)，所述第一组电子开关(S3，S4)在关闭的时候建立一个到输出(D，E，F)的连接，其中正(A)供应电压和负(B)供应电压分别通过第二组电子开关(S1，S2)与输出(D)相连，其中电子开关(S1，S2，S3，S4)的打开和关闭依靠一个总的控制系统。
4.根据权利要求1到3任意一项所述的谐振变换器，其特征在于自感(L1)以及电容(C1，C2)形成一个谐振振荡系统，其中所述的振荡是根据谐振变换器输出的实际需要，通过电子控制系统来保持的。
5.根据权利要求1到4任意一项所述的谐振变换器，其特征在于，在相反的电流方向电子开关自动关闭。
6.根据权利要求1到5任意一项所述的谐振变换器，其特征在于，当开关上有一个低的电压降的时候，电子开关被打开或关闭。
7.根据权利要求1到6任意一项所述的谐振变换器，其特征在于，电路被包含在一个多相频率变换器中。
8.根据权利要求1到7任意一项所述的谐振变换器，其特征在于，电路被包含在一个DC/DC变换器中。
9.根据权利要求1到8任意一项所述的谐振变换器，其特征在于，控制半导体开关的控制信号由总的控制系统通过一个西格马德尔塔变换器而产生。
10.根据权利要求1到9任意一项所述的谐振变换器，其特征在于，总的控制系统包含一个表，该表包括多个允许的逻辑状态，其它多个不允许的状态被排斥在外，其中不允许的状态将导致变换器的分支中出现短路。
全文摘要
一种用于供应一个电子消耗装置(D)的谐振变换器，其中该谐振变换器的输入电路形成一个电压中心(N)，该电压中心(N)通过一个自感(L1)和第一节点(B)相连，第一节点(B)通过电容(C1，C2)与一个正供应电势和一个负供应电势相连，其中自感(L1)与一个磁化装置(Ls)磁耦合，该磁化装置(Ls)被一个电子电路(I脉冲)磁化而改变方向。该谐振变换器有下述特征，第一节点(B)经过自感(L1)与电压中心(N)相连，其中第一节点(B)直接和第一组电子开关(S3，S4)相连，第一组电子开关(S3，S4)在关闭的时候建立到至少一个输出(D)的一个连接，其中正(A)供应电压和负(B)供应电压分别经过第二组电子开关(S1，S2)与输出(D)相连，其中电子开关(S1，S2，S3，S4)的打开和关闭依靠一个总的控制系统。这样就可能提出一个具有最小可能的电量损耗的谐振变换器。
文档编号H02M7/483GK1426626SQ01808804
公开日2003年6月25日 申请日期2001年3月28日 优先权日2000年4月3日
发明者斯蒂格·蒙克·尼尔森 申请人:阿尔伯格大学