专利名称：多相位降压转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种诸如用于低电压/高电流应用的多相位降压转换器(buck converter)的降压转换器。
背景信息多种应用可以提供常规的直流到直流降压转换器，其接收直流(DC)输入电压并产生较低的直流输出电压以驱动至少一个电路元件。降压转换器通常用于需要高负载电流量(例如30安培或更高)的低电压应用中。通常，如
图19所示，单相降压转换器1900包括高端开关1905、在开关节点1915处与该高端开关相连的低端开关1910、与开关节点1915相连的输出电感1920，以及与输出电感1920相连的输出电容1925。
在操作时，该高端和低端开关1905、1910受控制电路1930的控制从而在负载1935上产生所需的输出电压。为此目的，高端开关1905首先导通，同时低端开关保持截止。这在输出电感1920上产生大约为(VIN-VOUT)的压降，导致输出电感1920的内部产生了电流。下一次，高端开关1905截止，低端开关1910导通。由于电感1920中的电流不能立即改变，通过开关1910而获得的电流继续通过输出电感1920，从而对输出电容1925充电，并导致输出电容1925上的电压(VOUT)升高。
按照这种方式，高端和低端开关1905、1910可以适当地开关合适的次数，直到输出电容1925上的电压(VOUT)等于所需的输出电压(通常低于输入电压)。一旦达到了所需的输出电压，可以周期性地控制高端和低端开关1905、1910，以使输出电感1920提供与连接在输出电容1925上的负载1935所需的电流相等的电流量。通过提供不多于也不少于负载1935的电流需求量，输出电容上的电压(VOUT)至少接近恒定地维持所需输出电压。
如图20所示，提供包括多个交错输出相位2005a、2005b、2005c…，2005n的多相位直流-直流降压转换器2000也是公知的。如图20所示，每个输出相位2005a、2005b、2005c…，2005n被分配了相应的开关装置，开关装置包括高端开关、低端开关以及输出电感。在操作中，控制电路2010周期性地操作时延序列中的输出相2005a、2005b、2005c…、2005n。
通过操作相延序列中的输出相位2005a、2005b、2005c…、2005n，常规的多相位降压转换器2000在多个输出相位2005a、2005b、2005c…、2005n上分配电流量，从而分散了产生的热，降低了对输出电容1925的要求，从而可以使用较小的输出电容125。
然而，由于常规的多相位降压转换器要求在控制电路2010和输出相2005a、2005b、2005c…、2005n之间有固定数目的点对点连接，因而常规的多相位降压转换器不能提供易于扩展的健壮的装置来包括任意数目的所需相位。
另外，常规的多相位降压转换器不能根据对较低的所需输出电压的请求或负载1935的电流需量的降低而优化地控制输出电压。由于不能优化地控制输出电压，常规的多相位降压转换器可能产生不必要的电压尖峰(spike)，这将有可能损害与降压转换器的输出相连接的电路。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种能够克服上述现有技术的降压转换器的缺点的多相位降压转换器。为实现该目的，本发明提供了一种用于为负载产生输出电压的多相位降压转换器，所述输出电压根据所需电压而从输入电压产生，所述转换器包括输出电容，所述输出电压由所述电容提供；多个输出开关装置，它们带有各自的与所述输出电容相连接的输出电感，所述开关装置可受控制以通过各自的输出电感向所述输出电容提供各自的相位输出电流；多个相位输出装置，其分别与所述输出开关装置相连接，所述相位输出装置可受控来设置由所述输出开关装置提供的各个相位输出电流；相位控制总线，其与所述每个相位输出装置通信连接；以及与所述相位控制总线通信连接的相位控制装置，所述相位控制装置被配置用于控制所述相位输出装置以设置由所述输出开关装置提供的各个相位输出电流，从而使输出电压接近于或被调整到所需电压；其中所述相位控制装置和所述相位输出装置作为单独的集成电路而被提供，所述相位控制装置被配置以通过所述相位控制总线控制所述相位输出装置。
通过分离相位控制装置和相位输出装置的功能，根据本发明的示例性多相位降压转换器不含有未使用的或多余的硅，因为该降压转换器可以只包括特定应用所需数量的相位输出装置。因此，举例来说，如果设计工程师需要用于特定应用的三相降压转换器，该工程师可以设计该多相位降压转换器以使其只包括三个相位输出装置，每个相位输出装置被分别分配以三相输出中的一个。另外，相位控制总线(例如5线模拟总线)允许本发明的多相位降压转换器与潜在的数量不受限制的相位输出装置通信，而无需相位控制装置和每个相位输出装置之间的点对点电连接。按照这种方式，多相位降压转换器可以实现有效率并易于升级的相位架构。
根据本发明的另一示例性实施方案，该多相位降压转换器带有相位误差检测装置，所述相位误差检测装置被配置成如果相位输出装置不能提供与相位输出装置的平均电感电流相匹配的相位输出电流则产生相位误差信号。按照这种方式，相位控制装置被提供了用于检测缺陷相位的信号，并且如果合适，所述相位控制装置可以使该缺陷相位无效和/或开启备用相位输出装置。
根据本发明的又一个示例性实施方案，每个输出相位装置根据对较低的所需输出电压(VDES)的请求或负载的电流需量的降低而操作，以使高端开关和低端开关都截止。按照这种模式，电感的转换速度(slew rate)提高，从而增强了本发明的多相位降压转换器的响应时间，并防止不利的负电流流过输出电感以及可能造成的电源损坏。
根据本发明的再一个示例性实施方案，每个输出相位装置包括电流检测放大器、电连接在所述电流检测放大器的正输入和输出电感节点之间的电阻RCS、以及电连接在该电流检测放大器的正和负输入之间的电容CCS，所述输出电感还与所述电流检测放大器的负输入相连接。
通过经由输出电感的节点连接电阻RCS和电容CCS，可以通过选择电阻RCS和电容CCS以使电阻RCS和电容CCS的时间常数等于输出电感220与其直流电阻(也就是电感L/电感DCR，其中DCR是电感直流电阻)的时间常数来检测通过输出电感220的电流和电容上的电压。按照这种方式，本发明的实施方案允许每个输出相位装置以无损耗的方式(也就是不与提供给负载的电流干扰)检测提供给负载的电流。
根据本发明的还一个示例性实施方案，相位控制装置包括衰减电路(droop circuitry)，其被配置用于与负载的电流需求成比例地减少输出电压。按照这种方式，该示例性实施方案允许用有效而简单的方法以通过自适应电压调节来自适应地调节输出电压。
附图的简要说明图1是根据本发明的示例性降压转换器的方框图；图2是根据本发明的输出开关装置的方框图；图3的方框图更详细地示出了图1的相位控制装置；图4的曲线示出了根据本发明的示例性降压转换器对负载逐步降低的响应；图5的方框图更详细地示出了图3的相位时序装置；图6的方框图更详细地示出了图3的PWM装置；图7的方框图示出了变化的图6的示例性PWM装置，其被配置用于与负载电流的增加成比例地降低输出电压；图8的方框图示出了根据本发明的另一个示例性相位控制装置；图9a的曲线示出了用于输出开关装置的示例性周期充电循环持续时间；图9b的曲线示出了输出开关装置响应较低输出电压的请求的控制；图10的方框图示出了根据本发明的示例性相位输出装置；图11的方框图示出了根据本发明的示例性起始时间装置；图12a的曲线示出了根据本发明的示例性相位时序信号；图12b的曲线示出了被设置点电压值偏移的图12的相位时序信号；图12c的曲线示出了相位时间比较器的输出；图12d的曲线示出了根据三角相位时序信号的8个相位的相位时序；
图12e的方框图示出了根据本发明的另一个示例性起始时间装置；图13的方框图示出了根据本发明的示例性充电延续时间装置；图14的方框图示出了根据本发明的示例性斜波发生器；图15的方框图示出了根据本发明的示例性电流检测装置；图16的方框图示出了根据本发明的作为单独的集成电路实现的示例性相位输出装置；图17的方框图示出了根据本发明的相位控制装置和多个相位输出装置之间的连接；图18的方框图示出了根据本发明的示例性过热检测电路；图19的方框图示出了根据现有技术的单相降压转换器；图20的方框图示出了根据现有技术的多相位降压转换器。
详细描述现在参照图1，其中示出了根据本发明的第一个示例性多相位降压转换器100。降压转换器100包括相位控制装置105，其与输入总线130电连接并通信连接；相位输出装置110a、110b、110c…、110n，其通过相位控制总线115(例如，5线模拟总线)与相位控制装置105电连接并通信连接；输出开关装置120a、120b、120c…、120n，其与输入电压(VIN)及相位输出装置110a、110b、110c…、110n电连接并通信连接；输出电容125，其与输出开关装置120a、120b、120c…、120n电连接用以产生输出电压(VOUT)；以及电连接在输出电压(VOUT)和地之间的负载135。
例如，在要求尺寸小、设计灵活、各种低电压输出、高电流和快速瞬变响应的应用中，可以使用图1所示的示例性多相位降压转换器100。该降压转换器100可以包括一个或多个输出相位(例如三相)，每个相位分别可由相位输出装置110a、110b、110c…、110n中的一个实现。
控制装置105包括配置用于通过相位控制总线115传送相控制信号以控制相位输出装置110a、110b、110c…、110n的电路，因此相位输出装置110a、110b、110c…、110n根据所需输出电压变量(VDES)产生输出电压(VOUT)，其中所需输出电压变量(VDES)可通过输入总线130提供给控制装置105。
每个相位输出装置110a、110b、110c…、110n包括被配置用于根据相位控制装置105通过相位控制总线115传送的相位控制信号来控制各输出开关装置120a、120b、120c…、120n的电路。为此目的，相位输出装置110a、110b、110c…、110n操作控制各输出开关装置120a、120b、120c…、120n以根据所需的输出电压变量(VDES)产生输出电压(VOUT)。
现在参照图2，其中示出了根据本发明的示例性输出开关装置120n。输出开关装置120n包括通过电感节点215相互连接的高端开关205和低端开关210(例如晶体管开关、FET(场效应晶体管)开关、FET整流器等)。输入电压(VIN)与高端开关205电连接，地电压与低端开关210电连接。输出电压(VOUT)在输出电感220的输出节点端220a处产生，输出电感220也与开关节点215电连接。
在操作中，开关装置120n的高端和低端开关205、210受相位输出装置110n的控制以在输出电感220的输出节点端220a产生所需的输出电压(VOUT)。为此目的，高端开关205首先导通，同时低端开关210保持截止。这在输出电感220上产生了大约(VIN-VOUT)的压降，导致输出电感220的内部产生电流。下一次，高端开关205被截止，低端开关210被导通，由于电感220中的电流不能立即改变，电流继续流过输出电感220，从而对输出电容125充电，并导致输出电容125上的压降升高。
按照这种方式，高端和低端开关205、210可以受控地适当开关合适的次数，直到输出电容125上的压降等于所需输出电压(VDES)。一旦达到所需输出电压(VDES)，就可以周期性地控制高端和低端开关205、210，从而使输出电感220提供与连接到输出电容125上的负载135的电流需求相等的电流量。通过提供不多于也不少于负载135的电流需求，输出电容125上的压降(VOUT)在所需输出电压(VDES)上近似保持恒定。
根据上面描述的本发明的示例性实施方案，在周期性充电循环延续时间，输出相位装置110n控制高端和低端开关205、210，周期性充电循环延续时间以分配的相位延迟、周期性起始延续时间和充电延续时间为特征。现在参照图9a，其中示出了用于输出开关装置120n的示例性周期性充电循环延续时间900，包括分配的相位延迟905、周期起始时刻910和充电延续时间915。
如图9a所示，高端开关205在周期起始时刻910导通，在充电延续时间915的期间内保持导通，并在充电延续时间915结束时截止。在充电延续时间915结束之后，高端开关在周期性充电循环延续时间900的剩余期间内保持截止。在正常操作期间，低端开关210受到控制，从而在高端开关截止时低端开关210导通，反之亦然。按照这种方式，输出电感220在充电期间积累电流，并在充电延续时间915结束后的周期性充电循环延续时间900的剩余期间内至少释放掉该电流的一部分。
通过以上述的方式控制高端和低端开关205、210，可以通过改变充电延续时间915与周期性充电循环延续时间900的比例来控制输出电感220中积累的电流量。例如，如果充电延续时间915等于周期性充电循环期间900的一半(也就是占空比为50％)，开关装置120n向输出电容125提供的电流将是降压转换器100的最大电流的一半。或者，例如，如果充电延续时间915与周期性充电循环延续时间900相等(也就是占空比为100％)，则开关装置120n向输出电容125提供的电流为降压转换器100的最大电流。
在正常操作期间，低端开关210与高端开关205两分地(in dichotomy)受到控制，即，当高端开关205导通时，低端开关210截止，反之亦然。按照这种方式，在所有的时间高端开关和低端开关205、210都是其中之一导通。然而，根据特定的操作状态，可能需要使开关205、210都截止。
因而，根据本发明的另一示例性实施方案，如果两个独特的操作条件之一发生对较低的所需输出电压(VDES)的请求或负载135的电流需量中的降低量下降(也就是负载逐步降低)，则输出相位装置110n操作而将高端开关和低端开关205、210都截止。
对较低的所需输出电压(VDES)的请求可能导致负电感电流流过输出电感220。通过将能量从输出电容125传送到输入电压(VIN)，负电流将降压转换器100转换为升压转换器。该能量可能损坏电源(未示出)和/或其他元件，可能导致电压控制环路不稳，并导致能量浪费。
如图9b所示，为防止产生负电感电流，根据对较低的所需输出电压(VDES)的请求，高端开关和低端开关205、210都被截止。按照这种方式，输出电感220内积累的电流通过负载135而不是电源放电。
随着电流通过负载135放电，输出电容125上的输出电压(VOUT)下降。一旦输出电压(VOUT)下降到接近于该较低的所需输出电压(VDES)，负电流就不再会是问题，并且高端和低端开关205、210可以以正常的模式操作。
当负载135的电流需求下降(也就是负载逐步降低)，高端和低端开关205、210应被控制以减少由输出电感220提供给输出电容125的电流。然而，在常规的降压转换器中，根据负载逐步降低来减少输出电感220中的电流(也就是电流瞬变)所需的最小时间受下面的公式约束(1)T转换＝[L×(IMAX-IMIN)]/VOUT其中，高端和低端开关205、210由FET整流器实现。
因而，当负载的电流需求降低时，常规降压转换器的输出电感220的电流瞬变(也就是在负载逐步降低时输出电感内积累的电流)将导致输出电容125的电压上升。尽管负载135的电流需求将最终消耗掉输出电容125的额外电荷，但输出电压(VOUT)上的短时延续时间的电压尖峰(spike)可能损坏与降压转换器100相连的敏感电路。
然而，根据本发明的示例性实施方案，根据负载135的电流需求中的降低量的下降(也就是负载逐步降低)，输出相位装置110n操作以使高端开关和低端开关205、210都截止(也就是本体制动)。按照这种方式，输出电感220的转换速度(也就是电流可降低的速度)可能显著地增加，其中高端开关和低端开关205、210都由FET整流器实现。通过使高端开关和低端开关205、210都截止，开关节点电压被迫下降，直到FET整流器的体二极管导电。这使电感上的电压从VOUT增加到VOUT+体二极管上的电压(也就是，V体二极管)。因而，根据下面的公式，输出电感220的转换速度被降低(2)T转换＝[L×(IMAX-IMIN)]/(VOUT+V体二极管)因此，根据本发明的这个示例性实施方案，在负载逐步降低状态期间，输出电感220内部积累的电流瞬变可以被更快地耗尽，从而如图4所示产生与现有技术相比较显著低的电压尖峰(voltage spike)。实际上，由于体二极管上的压降可能比输出电压VOUT更高，因而电感电流转换速度可能增加两倍或更多。
现在参照图10，其中示出了根据本发明的示例性相位输出装置110n，其用于依上述方式控制输出开关装置120n的高端开关和低端开关205、210。相位输出装置110n包括起始时间装置1005；充电延续时间装置1010；与所述充电延续时间装置1010电连接的电流检测装置1015；与起始时间装置1005和充电延续时间装置1010电连接的S-R锁存器1020；以及与S-R锁存器1020和充电延续时间装置1010电连接的与门1025。
起始时间装置1005包括配置用于确定图9a所示的周期起始时刻910和相位延迟905的电路。为此目的，起始时间装置1005从相位控制装置105接收相位时序信号(phase timing signal)1030。例如，相位时序信号1030可包括其周期与周期性充电循环延续时间900相等的周期性模拟信号(例如周期性锯齿波、周期性正弦波、周期性三角波等)。利用该周期性模拟信号1030，起始时间装置1005可以确定周期起始时刻910和相位延迟905，并在周期起始时刻910产生周期性时钟脉冲1035。该时钟脉冲1035置位S-R锁存器1020，从而导致在充电延续时间915开始时，高端开关205导通和低端开关210截止。
充电延续时间装置1010包括被配置用于确定充电延续时间915的电路，以在充电延续时间915结束时使S-R锁存器1020复位，并根据对较低的所需输出电压(VDES)的请求或负载135的电流需量的降低量的下降(也就是负载逐步降低)而使高端开关和低端开关205、210都截止。为此目的，充电延续时间装置1010从相位控制装置105接收脉宽调节(PWM)控制信号1040。该脉宽调节控制信号1040可包括(例如)其值与所需输出电压(VDES)和实际输出电压(VOUT)之间的差值成比例的模拟信号。利用该PWM控制信号1040，充电延续时间装置进给齿条10正确地确定用于高端开关和低端开关205、210的充电延续时间915。另外，充电延续时间装置1010被配置以根据输出电感220提供给输出电容125的电流量来调节充电延续时间915。为此目的，充电延续时间装置1010从电流检测装置1015接收电流差值信号1050，该信号1050标志了所有输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流1045与输出电感220提供的电流量的关系，从而如果输出电感220提供的电流量少于所有输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流1045，则充电延续时间装置1010可增大充电延续时间915。通过增大充电延续时间915，输出电感220向输出电容125提供更多的电流。在充电延续时间915结束之后，充电延续时间装置进给齿条10使S-R锁存器1020复位，从而导致在周期性充电循环延续时间900的剩余时间里高端开关205截止、低端开关210导通。
根据可由相位控制装置105传送的PWM控制信号1040确定的对较低的所需输出电压(VDES)的请求或负载135的电流需量的降低量的下降(也就是负载逐步降低)，充电延续时间装置1010操作以使高端开关和低端开关205、210都截止。为此目的，充电延续时间装置进给齿条10使S-R锁存器1020复位，并将逻辑“0”传送到与门1025，从而导致高端和低端开关205、210都截止。
S-R锁存器1020被复位，以支配地使所有相位输出装置110a、110b、110c…、110n在几十纳秒内到达0占空比。根据伴随时钟脉冲选通导通的负载逐步增大，相位可以重叠并达到100％占空比。按照这种方式，控制相位输出装置110a、110b、110c…、110n的方法提供了“单循环瞬变响应”，其中输出电感220电流根据单开关循环内的负载瞬变而改变，从而使功率传输环节(power train)的效率最大化，并使对输出电容125的要求最小化。
电流检测装置1015包括配置用于产生电流差值信号1050的电路，用来根据流过输出电感220的电流调节充电延续时间915，该流过输出电感220的电流与所有输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流1045相关。
现在参照图11，其中示出了根据本发明的示例性起始时间装置1005，它用于根据周期起始时刻910和相位延迟905生成时钟脉冲1035。起始时间装置1005包括相位时序比较器1105和与相位时序比较器1105的输出电连接的单触发脉冲发生器1110。在该示例性实施例中，如图12a所示，相位时序信号1030是周期性三角波1030，其周期与周期性充电循环延续时间900相等，并且其幅度在0伏到5伏之间变化。
现在参照图12b，其中可以看到示出了相位时序比较器1105和单触发脉冲发生器1110的输出的时序图。如图12b所示，相位时序比较器1105的输出与被恒定设置点电压1115偏移的相位时序信号1030相等。因而，在周期性充电循环延续时间900内，在与相位延迟905相等的时刻，相位时序比较器1105的输出沿正向方向与0电压轴交叉一次，从而导致单触发脉冲发生器1110生成时钟脉冲1035。
通过在0到5伏之间选择合适的设置点电压1115，可以控制单触发脉冲发生器1110以在周期性相位循环延续时间900的上半段900a内的任意时间上产生时钟脉冲1035。为使单触发脉冲发生器1110在周期性相循环延续时间900的下半段900b内生成时钟脉冲1035，可切换相位时序比较器1105的输入，从而将相位时序信号提供给相位时序比较器1105的负输入，并将设置点电压1115提供给相位时序比较器1105的正输入。按照这种方式，相位时序比较器1105和单触发脉冲发生器1110的输出类似于图12c所示的时序图。
因而，根据本发明，在周期性相位循环延续时间900的期间内，每个相位输出装置110a、110b、110c…、110n可被分配独一无二的相位延迟905和周期起始时刻910，而无需在相位控制装置105和相位输出装置110a、110b、110c…、110n之间单独的点对点电连接。另外，如果相位输出装置110a、110b、110c…、110n是使用分立的相位集成电路实现的，如果将相位时序比较器1105的两个输入与相应的相位集成电路的输入管脚电连接，则可以有效而简单地为每个相位输出装置110a、110b、110c…、110n分配相位延迟905和周期起始时刻910。
现在参照图12d，其中的时序图示出了用于根据本发明的具有8个相位输出装置110a、110b、110c…、110h的示例性降压转换器的各个单触发脉冲发生器的输出。
现在参照图12e，其中示出了被实现为分开且独立的相位IC(集成电路)1250的示例性相位输出装置110n的起始时间装置1005。如图12e所示，相位IC包括分别与相位时序比较器1105的输入电连接的电接触管脚1255a和1255b。在基准电压1270和地之间提供分压器(voltage divider)，该分压器包括在节点1260处相互连接的电阻1265a和1265b。通过选择合适的电阻1265a和1265b，可以通过电接触管脚1255b向相位时序比较器1105提供预定的设置点电压1115。
现在参照图13，其中示出了根据本发明的示例性充电延续时间装置1010。充电延续时间装置1010包括充电延续时间放大器1305、本体制动检测放大器1315、与本体制动检测放大器1315的负输入电连接的分数乘法器1320、以及与充电延续时间放大器1305的负输入和分数乘法器1320电连接的斜波发生器(ramp generator)1310。
在起始时间装置1005产生时钟脉冲1035以置位S-R锁存器1020之前的时刻，S-R锁存器1020的反相输出1020a在充电延续时间装置1010的斜波发生器1310的复位线上维持(assert)逻辑高电平“1”。这导致了斜波发生器1310在斜波输出线1325上产生了恒定的缺省输出电压(该恒定的缺省输出电压也持久地提供给在缺省电压输出线1330上)。在起始时间装置1005置位S-R锁存器之后，高端开关205导通，S-R锁存器的反相输出1020a在斜波发生器1310的复位线上维持逻辑低电平“0”，导致斜波输出线1325上的电压从缺省输出电压倾斜上升。充电延续时间放大器1305将斜波输出线1325与PWM控制信号1040相比较，其中，在本发明的该示例性实施例中，PWM控制信号1040是与所需输出电压(VDES)和实际输出电压(VOUT)之间的差值(VDES-VOUT)成比例的模拟电压信号。一旦斜波输出线1325上的电压达到了PWM控制信号1040的电压电平，充电延续时间放大器1305导致S-R锁存器复位，进而导致高端开关205截止，并导致S-R锁存器1020的反相输出1020a在斜波发生器1310的复位线上维持逻辑高电平“1”，以将斜波输出线1325复位至缺省电压。
按照这种方式，充电延续时间915代表了在起始时间装置1005产生时钟脉冲1035的时刻和斜波发生器1310的斜波输出线1325等于PWM控制信号1040电压电平的时刻之间的时间。因而，实际输出电压(VOUT)和所需输出电压(VDES)之间的偏差越大，PWM控制信号1040电压电平越大，并因而充电延续时间915越长。
进一步，充电延续时间装置1010可根据输出电感220提供给输出电容125的电流量调整充电延续时间915。为此目的，斜波发生器1310从电流检测装置1015接收电流差值信号1050，该信号用于表征所有输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流1045与由输出电感220提供的电流量的关系。例如，电流差值信号1050可提供与输出电感220提供的电流和所有输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流之间的差值成比例的电压值。使用该电流差值信号1050，斜波发生器1310可改变输出线1325上的电压倾斜上升的速度，从而随着输出电感220提供的电流和所有输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流之间的差值的增加，输出线1325上的电压倾斜向上的速度降低。
因而，如果输出电感220提供的电流量低于所有输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流1045，输出线1325上的电压倾斜向上的速度的降低将导致充电延续时间915增大，从而导致输出电感220向输出电容125提供更多的电流。
充电延续时间装置1010还被配置用于根据对较低的所需输出电压(VDES)的请求或负载135的电流需量的降低量的下降(也就是负载逐步降低)而使高端开关和低端开关205、210都截止。为此目的，分数乘法器1320产生斜波发生器1310的缺省电压的分数倍数(例如90％)，并将该分数倍数提供给本体制动检测放大器1315。该本体制动检测放大器1315将该缺省电压的分数倍数与PWM控制信号1040电压电平(也就是与VDES-VOUT成比例的电压电平)相比较，并且如果PWM控制信号1040电压电平降低至该缺省电压的分数倍数以下，则产生信号以使高端开关和低端开关205、210截止。
应该预见到，有多种状态可以导致本体制动检测放大器1315使高端开关和低端开关205、210截止。例如，负载135电流需量的骤然降低(将导致VOUT相对于VDES升高)可导致PWM控制信号1040电压电平下降至低于缺省电压的分数倍数。可选地，例如，相位控制装置105可根据降低所需输出电压(VDES)的请求而迫使PWM控制信号1040低于缺省电压的分数倍数，这将在下面进行充分的说明。
现在参照图14，其中示出了根据本发明的示例性斜波发生器1310。斜波发生器1310包括箝位电路1405以及与斜波输出线1325电连接的可编程电流源1410。该箝位电路1405包括运算放大器1415和箝位二极管1420。在运算放大器1415的使能输入1415a被维持(assert)时，这两个部件协同操作以将斜波输出线1325强制到缺省电压。
斜波发生器1310还包括相位误差检测放大器1450、与该相位误差检测放大器1450和缺省电压电连接的分数乘法器1455、以及与相位误差检测放大器1450的输出电连接的开关1460，如果相位输出装置120n不能提供足够的电流来匹配输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流1045时，它们协同操作以产生相位误差信号1465。使用该相位误差信号1465，降压转换器100可以无效掉被损坏的相位输出装置120n和/或激活备用的相位输出装置120n。
在起始时间装置1005产生时钟脉冲1035以置位S-R锁存器1020之前的时刻，S-R锁存器1020的反相输出1020a在使能箝位电路1405的斜波发生器1310的复位线上维持逻辑高电平“1”，从而将斜波输出线1325处的电压箝位到缺省电压。在起始时间装置1005置位S-R锁存器1020之后，高端开关205导通，S-R锁存器1020的反相输出1020a在斜波发生器13 10的复位线上维持逻辑低电平“0”，以使箝位电路1405停用。随着箝位电路1405被停用，斜波电容1425通过斜波电阻1430从VIN接收电流，从而导致斜波发生器1310的斜波输出线1325处的电压倾斜向上。一旦输出线1325上的电压达到PWM控制信号1040电压电平，充电延续时间放大器1305导致S-R锁存器1020复位，从而使高端开关205截止，并且S-R锁存器1020的反相输出1020a在斜波发生器1310的复位线上维持逻辑高电平“1”，由此使箝位电路1405将斜波输出线1325箝位到缺省电压。
可以根据输出电感220提供给输出电容125的电流量，通过利用由电流检测装置1015生成的电流差值信号1050控制可编程电流源1410来调整斜波发生器1310的斜波输出线1325上的电压的倾斜向上的时间。为此目的，可以控制电流源1410以使与输出电感220提供的电流和所有输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流之间的差值成比例的斜波输出线1325的电流量降低。通过从斜波输出线1325上去除(即降低)电流，斜波电容1425充电更加缓慢，从而导致斜波输出线1325上的电压以更慢的速率倾斜上升。
通过从斜波电阻1430利用VIN对斜波电容1425充电，斜波输出线1325上的电压的倾斜向上的速率将自动补偿输入电压VIN中的变化，输入电压(例如)可能因为电源(未示出)输出电压的改变或因为与负载电流改变相关的印刷电路板(PCB)的压降而改变。
另外，根据本发明的另一示例性实施方案，所需输出电压(VDES)被用作斜波发生器1310的缺省电压。由于所需输出电压(VDES)是相位控制装置105内的数/模(D/A)转换器产生的相对稳定的电压电平，因而所需输出电压(VDES)不会在不同的相位输出装置110a、110b、110c…、110n之间波动。按照这种方式，由于输出线1325的电压以所需输出电压(VDES)为基准，因而地或相位输出装置110a、110b、110c…、110n输入电压中的差异对斜波发生器1310的斜波电压输出影响很小或没有影响。
如果相位输出装置120n被损坏或无法正常工作，由输出电感220提供的电流可能降低到这样一个电平，在该电平上，电流源以比斜波电容1425充电更快的速度使电流下降。在这种情况下，斜波输出信号1325在电压方面可能开始倾斜向下，导致相位误差检测放大器1450触发开关1460并产生相位误差信号，该相位误差信号可被用于使已损坏的相位输出装置120n无效和/或激活备用的相位输出装置120n。
现在参照图15，其中示出了根据本发明的示例性电流检测装置1015。电流检测装置1015包括被配置用于产生电流差值信号1050的电路，该信号用于表征输出电感220提供的电流和所有输出开关装置120a、120b、120c、…、1220n提供的平均电流之间的差值。为此目的，电流检测装置1015包括电感电流检出(detection)装置1505，其被配置用于产生与流过输出电感220的电流量成比例的电感电流信号1510。电感电流检出装置1505包括电流检测放大器1515、电连接在电流检测放大器1515的正输入和输出电感节点215之间电阻RCS、以及电连接在电流检测放大器1515的正负输入之间的电容CCS，其中电感节点220a还与电流检测放大器1515的负输入相连。
通过在输入电感220的节点215、220a上连接电阻RCS和电容CCS，可以根据下列公式检测到流过输出电感220的电流(3)---Vc(s)=VL(s)11+sRCSCCS=iL(s)RL+sL1+sRCSCCS]]>通过选择电阻RCS和电容CCS以使电阻RCS和电容CCS的时间常数等于输出电感220的时间常数(也就是电感L/电感DCR)，电容CCS上的电压与通过输出电感220的电流成比例，电感电流检出装置1505可以被当作值为RL的感应电阻来使用。时间常数的失配不会影响电感直流电流的测量，但会影响流过输出电感220的电流的交流(AC)成分。
由于可以获得传送到负载135的实际输出电流，而不是开关电流的峰值或采样值，所以检测流过输出电感220的电流比检测高端和/或低端的电流有利。因此，可基于实时信息调整输出电压(VOUT)以符合负载线。按照这种方式，根据本发明的电流检测电路有利地支持单循环瞬变响应。
可设计电流检测放大器1515以使其具有可变增益(其随温度降低而降低)和标称增益，例如在25℃时为35，在125℃时为31。温度与增益之间的相互关系可以补偿输出电感220的DCR中的ppm/摄氏温度的增加。
电流检测放大器1515向电流比较器1520传送电流差值信号1510，电流比较器1520比较电流信号1510与所有相位的平均电感电流1045，以产生用于传送到充电延续时间装置1010的电流差值信号1050。
在电流信号1510和平均电感电流信号1045之间提供有电流平均电阻1525。由于每个相位输出装置110a、110b、110c…、110n在它们各自的电流信号和平均电感电流信号1045之间提供了类似的电流平均电阻，所以平均电感电流信号1045呈现出与相位输出装置110a、110b、110c…、110n的各电流信号的平均值成比例的电压。
现在参照图16，其中示出了根据本发明的示例性相位输出装置110n和输出开关装置120n。如图16所示，类似部件由图10到图15中使用的相同标号标识。另外，图16中的示例性相位输出装置110n提供了求和装置1605，其用于将所需输出电压(VDES)电平加到检测到的电流信号上，从而使缺省斜波电压可以被设置为所需的输出电压(VDES)电平。
现在参照图3，其中示出了图1所示的示例性多相位降压转换器100，其中相位控制装置105包括相位时序(phase timing)装置305和脉宽调制(PWM)装置310，它们分别用于通过相位控制总线115(例如5线模拟总线)产生相位时序信号1030和PWM控制信号1040。相位控制装置105还包括用于产生附加控制信号330的附加电路装置325，这些信号对理解本发明不是必须的。
相位时序信号1030包含用于准许每个相位输出装置110a、110b、110c…、110n确定其各自的周期起始时刻910的信息。在周期起始时刻910，每个相位输出装置110a、110b、110c…、110n将操作各自的开关装置120a、120b、120c…、120n中的一个以向负载135提供电流。根据本发明的一个示例性实施方案，相位时序信号1030由周期性电压波形组成，该波形随后被相位输出装置110a、110b、110c…、110n以上面充分描述的方式进行解码。
现在参照图5，其中示出了根据本发明的示例性相位时序装置305，其用于产生周期性相位时序信号1030。相位时序装置305包括与周期性波形发生器510(例如周期性三角波形发生器510)电连接的可编程振荡器装置505。周期性三角波形发生器510被配置以根据可编程振荡器装置505的频率(该频率可被输入总线130的频率选择输入515改变或可选地被图中未示出的外部频率选择电阻编程)产生相位时序信号1030。因此，按照这种方式，可编程振荡器装置505的频率，进而是周期性相位时序信号1030的频率，就可被设置为任意所需的频率，例如，在100KHz到1MHz范围内的频率。
再参照图3，相位控制装置105的PWM装置310被配置以产生PWM控制信号1040，该信号包含允许相位输出装置110a、110b、110c…、110n确定用于各开关装置120a、120b、120c…、120n之一的高端开关205的开关导通延续时间915的信息和/或数据。如上所述，用于高端开关205的开关导通延续时间915越长，流过各开关装置的输出电感220的电流越多。按照这种方式，可以动态控制开关导通延续时间915以补偿负载电流、瞬变负载状态中的变化，和/或所需输出电压变量(VDES)中的变化。
现在参照图6，其中示出了根据本发明的示例性PWM装置310，其用于产生PWM控制信号1040。如图6所示，PWM装置310包括数模转换器(DAC)605，其被配置用于从输入总线130的数字输入615中产生所需的输出电压变量(VDES)610，高增益误差放大器620将所需的输出电压变量(VDES)610与实际输出电压(VOUT)相比较，并产生与所需的输出电压变量(VDES)610和实际输出电压(VOUT)之间的差值成比例的误差信号625。误差信号625可以作为PWM控制信号1040被传送到相位控制总线115。
由于图6中的PWM装置310产生与所需输出电压变量(VDES)610和实际输出电压(VOUT)之间的差值成比例的PWM控制信号320，因而该PWM控制信号320可被相位输出装置110a、110b、110c…、110n使用以将实际输出电压(VOUT)保持在所需的输出电压变量(VDES)上。按照这种方式，PWM装置310和相位输出装置110a、110b、110c…、110n形成了用于控制实际输出电压(VOUT)的闭环，而不管负载电流的改变。
例如，如果由于负载电流的增加而使实际输出电压(VOUT)下降到所需的输出电压(VDES)之下，则各个开关装置的高端开关205的开关导通延续时间915可以与PWM控制信号1040成比例地增长，从而导致各个开关装置的输出电感220向输出电容125提供更多的电流，进而导致输出电压(VOUT)增加。可选地，如果由于负载电流的下降而使实际输出电压(VOUT)升高到所需的输出电压(VDES)之上，则各个开关装置的高端开关205的开关导通延续时间可以与PWM控制信号320成比例地降低，从而导致各个开关装置的输出电感220向输出电容125提供较少的电流，进而导致输出电压(VOUT)降低。
DAC 605的数字输入615可例如包括由外部电路(例如移动英特尔奔腾IV微处理器)产生的多个电压识别(VID)数字信号。电压识别(VID)信号可由微处理器产生用以传送处理器核心的操作电压。按照这种方式，PWM装置310的数模转换器(DAC)605可根据正确的处理器核心电压产生所需的输出电压变量(VDES)。
在特定的环境下，一个用于新的所需输出电压(VDES)的请求可能导致数字输入615(例如VID输入)在降压转换器100的正常操作期间改变。当相位控制装置105检测电压识别(VID)码中的变化时，相位控制装置105例如可在一个时间期间(例如400ns)内不发送信号，以确保检测的变化不是由于失真(skew)或噪声引起的。
根据对更高的所需输出电压(VDES)的请求，高增益误差放大器620(通过PWM控制信号1040)导致相位输出装置110a、110b、110c…、110n的充电延续时间增加。可选地，根据对较低的所需输出电压(VDES)的请求，高增益误差放大器620导致相位输出装置110a、110b、110c…、110n的充电延续时间缩短。然而，如上所述，对较低的所需输出电压(VDES)的请求可能导致流过输出电感220的不利的负电流。
因此根据本发明的另一示例性实施方案，相位控制装置105被配置以根据对较低的所需输出电压(VDES)的要求而使每个输出开关装置120a、120b、120c…、120n的高端和低端开关205、210截止。为此目的，如图8所示，可以为PWM装置310提供逐步降压(step-down)检测装置850。
逐步降压检测装置850检测VID逐步降压状态以防止上述的负电感电流(也就是伴随着较低的所需电压请求的负电感电流)。为此目的，PWM装置310包括箝位电路装置855，其被配置以将高增益误差放大器820的输出箝制在低于每个相位输出装置110a、110b、110c…、110n的斜波发生器1310的缺省电压的电压电平。按照这种方式，PWM装置310产生的PWM控制信号1040致使每个相位输出装置110a、110b、110c…、110n的充电延续时间装置1010截止各输出开关装置120a、120b、120c…、120n的高端和低端开关205、210，直到输出电压(VOUT)下降到接近于较低的输出电压(VDES)。
在特定的环境下，在负载135通过最大电流时，可能需要自适应电压调节以减少负载瞬变和功率耗散期间的输出电压偏差。为实现这一目的，PWM装置310可包括衰减电路，其被配置以与负载电流的增长成比例地减少实际输出电压。
现在参照图7，其中示出了图6的PWM装置310的一个变例，它被配置用于与负载电流的增加成比例地减少输出电压(VOUT)。如图7所示，示例性PWM装置310进一步包括衰减电路700，衰减电路700包括与平均电感电流信号1045电连接的电流信号缓冲器。在本发明的这个示例性实施方案中，平均电感电流信号1045以所需输出电压变量(VDES)为基准，从而电流信号缓冲器705的输出与(VDES+IAVG)相等，其中IAVG与输出开关装置120a、120b、120c…、120n的输出电感220提供的平均电流成比例。在电流信号缓冲器705和高增益误差放大器620的负输入之间设有衰减电阻RVDRP，在实际输出电压(VOUT)和高增益误差放大器620的负输入之间设有偏置电阻RFB。
因而，高增益误差放大器620的负输入处的电压(V)由下面的公式给出(4)---v=(VDES+IAVG)RFBRFB+RVDRP+VOUTRVDRPRFB+RVDRP]]>然而，由于高增益误差放大器620控制电压环路来保持其正输入和负输入相等，因此高增益误差放大器620操作以保持负输入处的电压与所需的输出电压(VDES)相等，因此，实际电压(VOUT)可以由下列的公式确定(5)---VOUT=VDES-IAVGRFBRVDRP]]>因而，图6的示例性PWM装置310操作以与输出开关装置120a、120b、120c…、120n的输出电感提供的平均电流成比例地减少实际输出电压(VOUT)。可以通过选择合适的衰减电阻RVDRP对调节电压(V)编程，从而衰减阻抗产生所需的转换器输出阻抗。
现在参照图17，其中示出了利用分立的控制和相位IC实现的示例性降压转换器100。图17所示的示例性降压转换器100包括含有相位控制装置105的所有功能的控制IC 1705以及两个分别含有相位输出装置110a、110b所有功能的相位IC 1250a、1250b。
如图18所示，控制和相位IC 1705、IC 1250a、1250b每个都可包括过热检测电路1805。过热检测电路1805包括VRHOT比较器1810、与VRHOT比较器1810的输出电连接的开关1815、以及配置用于产生与管芯温度成比例的电压的温度感应装置1820。使用外部管脚1825，可以使用例如与VIN相连的分压器来设置温度阈值。如果管芯温度升到温度阈值之上，则VRHOT比较器1810使开关1815导通，从而产生VRHOT信号1830。该VRHOT信号可被例如用于使相位无效或开启附加的相位来分担电流产生的负担。
权利要求
1.一种用于为负载提供输出电压的降压转换器，所述输出电压根据所需电压而从输入电压产生，所述转换器包括输出电容，所述输出电压由所述输出电容提供；多个输出开关装置，它们带有各自的与所述输出电容相连接的输出电感，所述开关装置可受控制以通过所述各输出电感向所述输出电容提供各个相位输出电流；多个相位输出装置，其分别与所述输出开关装置相连接，所述相位输出装置可受控制以设置由所述输出开关装置提供的所述各个相位输出电流；相位控制总线，其与所述每个相位输出装置通信连接；以及与所述相位控制总线通信连接的相位控制装置，所述相位控制装置被配置用于控制所述相位输出装置以设置由所述输出开关装置提供的所述各个相位输出电流，从而使所述输出电压接近于所需电压；其中所述相位控制装置和所述相位输出装置作为分开的集成电路而被提供，所述相位控制装置被配置以通过所述相位控制总线控制所述相位输出装置。
2.根据权利要求1所述的降压转换器，其特征在于，每个所述输出开关装置包括高端开关和通过各开关节点与所述高端开关连接的低端开关，每个所述输出开关装置的所述输出电感与所述各开关节点相连接。
3.根据权利要求2所述的降压转换器，其特征在于，所述相位控制总线包括相位时序信号、PWM控制信号以及平均电感电流信号，每个所述相位输出装置包括起始时间装置，所述起始时间装置被配置以根据所述相位时序信号来导通所述各个输出开关装置的所述高端开关，每个所述相位输出装置包括充电延续时间装置，所述充电延续时间装置被配置以根据所述PWM控制信号来截止所述各个输出开关装置的所述高端开关。
4.根据权利要求3所述的降压转换器，其特征在于，所述起始时间装置包括与所述相位时序信号电连接的相位时序比较器以及与所述相位时序比较器的输出电连接的单触发脉冲发生器，所述单触发脉冲发生器被配置以根据所述相位时序信号和设置点电压产生时钟脉冲，所述时钟脉冲导通所述高端开关。
5.根据权利要求4所述的降压转换器，其特征在于，所述设置点电压由连接在基准电压和地电压之间的分压器提供。
6.根据权利要求3所述的降压转换器，其特征在于，所述充电延续时间装置包括与所述电流差值信号电连接的斜波发生器以及与所述斜波发生器和所述PWM控制信号电连接的充电延续时间放大器，所述斜波发生器被配置以根据所述电流差值信号和缺省电压产生斜波输出信号，所述充电延续时间放大器被配置以根据所述斜波输出信号和所述PWM控制信号截止所述高端开关。
7.根据权利要求6所述的降压转换器，其特征在于，所述斜波发生器包括与所述斜波输出信号电连接的斜波电容、与所述斜波输出信号和所述缺省电压电连接的箝位电路、以及电连接在所述斜波输出信号和地电压之间的可编程电流源，所述可编程电流源根据所述电流差值信号受到控制。
8.根据权利要求7所述的降压转换器，其特征在于，所述相位控制总线包括用于表征所需电压的信号，所述每个相位输出装置接收所述用于表征所需电压的信号，所述缺省电压根据所述用于表征所需电压的信号来设定。
9.根据权利要求7所述的降压转换器，其特征在于，所述斜波发生器进一步包括相位误差检测装置，其被配置用于在所述相位输出装置不能提供与所述平均电感电流信号相匹配的相位输出电流的情况下产生相位误差信号。
10.根据权利要求6所述的降压转换器，其特征在于，所述充电延续时间装置进一步包括本体制动检测放大器，其被配置用于根据对较低的所需电压的请求以及负载的电流需量的减少中的至少一个来截止所述高端开关和低端开关。
11.根据权利要求10所述的降压转换器，其特征在于，所述对较低的所需电压的请求以及所述负载的电流需量的减少是根据所述PWM控制信号确定的。
12.根据权利要求3所述的降压转换器，其特征在于，所述每个相位输出装置进一步包括与所述各个输出电感的第一节点和第二节点以及所述平均电感电流信号电连接的电流检测装置，所述电流检测装置被配置用于检测各个相位输出电流并根据所述平均电感电流信号和所述各个相位输出电流以产生电流差值信号。
13.根据权利要求12所述的降压转换器，其特征在于，所述电流检测装置包括电流检出装置，其与所述各个输出电感的所述第一节点和第二节点电连接；以及电流比较器，其与所述电流检测装置的输出和所述平均电感电流信号电连接，所述电流检测装置根据所述电流检测装置的输出和所述平均电感电流信号产生所述电流差值信号。
14.根据权利要求13所述的降压转换器，其特征在于，所述电流检出装置包括电流检测放大器；电连接在所述电流检测放大器的正输入和所述第一节点之间的电阻RCS，电连接在所述电流检测放大器的正输入和负输入之间的电容CCS；所述第二节点与所述负输入相连接，所述电阻RCS和电容CCS的时间常数约等于所述各个输出电感的时间常数。
15.根据权利要求3所述的降压转换器，其特征在于，所述相位控制装置包括相位时序装置和PWM装置，所述相时序装置被配置用于产生所述相位时序信号，所述PWM装置被配置用于产生所述PWM控制信号。
16.根据权利要求15所述的降压转换器，其特征在于，所述相位时序装置包括可编程振荡器装置和与所述可编程振荡器装置电连接的周期性波形发生器，所述可编程振荡器装置的频率通过频率选择输入来选择，所述周期性波形发生器根据所述可编程振荡器装置的频率产生所述相位时序信号。
17.根据权利要求15所述的降压转换器，其特征在于，所述PWM装置包括数模转换器，其被配置用于根据多个数字VID信号产生用于表征所需电压的变量；高增益误差放大器，其与所述用于表征所需电压的变量以及所述输出电压电连接；所述高增益误差放大器根据所述用于表征所需电压的变量和所述输出电压产生PWM控制信号。
18.根据权利要求15所述的降压转换器，其特征在于，所述PWM装置进一步包括衰减电路，被配置用于调整所述PWM控制信号，从而与流过所述负载的电流的增加成比例地降低所述输出电压。
19.根据权利要求15所述的降压转换器，其特征在于，所述PWM装置进一步包括本体制动电路，被配置用于调整所述PWM控制信号，从而使所述相位输出装置根据对较低的所需输出电压的请求截止所述各个输出开关装置的所述高端开关和低端开关。
20.根据权利要求3所述的降压转换器，其特征在于，每个所述相位控制装置和所述相位输出装置包括各自的过热检测电路，其被配置用于在所述各个集成电路的温度超过各自的温度阈值时产生VRHOT信号。
21.一种降压转换器的相位输出装置，所述相位输出装置与带有输出电感、高端开关、和低端开关的输出开关装置电连接，所述降压转换器通过与所述输出电感相连接的输出电容向负载提供输出电压，所述输出电压根据所需电压从输入电压产生，所述相位输出装置包括起始时间装置，其被配置用于根据相位时序信号导通所述输出开关装置的高端开关；以及充电延续时间装置，其被配置用于根据PWM控制信号截止所述输出开关装置的所述高端开关；其中，所述相位输出装置被作为单独的集成电路而实现，并且所述相位输出装置被配置通过相位控制总线与相位控制装置通信连接，所述相位时序信号和所述PWM控制信号由所述相位控制装置通过所述相位控制总线传送。
22.根据权利要求21所述的相位输出装置，其特征在于，所述起始时间装置包括与所述相位时序信号电连接的相位时序比较器以及与所述相位时序比较器的输出电连接的单触发脉冲发生器，所述单触发脉冲发生器被配置以根据所述相位时序信号和设置点电压产生时钟脉冲，所述时钟脉冲导通所述高端开关。
23.根据权利要求22所述的相位输出装置，其特征在于，所述设置点电压由连接在基准电压和地电压之间的分压器提供。
24.根据权利要求21所述的相位输出装置，其特征在于，所述充电延续时间装置包括与所述电流差值信号电连接的斜波发生器以及与所述斜波发生器和所述PWM控制信号电连接的充电延续时间放大器，所述斜波发生器被配置以根据所述电流差值信号和缺省电压产生斜波输出信号，所述充电延续时间放大器被配置以根据所述斜波输出信号和所述PWM控制信号截止所述高端开关。
25.根据权利要求24所述的相位输出装置，其特征在于，所述斜波发生器包括与所述斜波输出信号电连接的斜波电容、与所述斜波输出信号和所述缺省电压电连接的箝位电路、以及电连接在所述斜波输出信号和地电压之间的可编程电流源，所述可编程电流源根据所述电流差值信号受到控制。
26.根据权利要求25所述的相位输出装置，其特征在于，所述相位控制总线包括用于表征所需电压的信号，所述相位输出装置接收所述用于表征所需电压的信号，所述缺省电压根据所述用于表征所需电压的信号来设定。
27.根据权利要求25所述的相位输出装置，其特征在于，所述斜波发生器进一步包括相位误差检测装置，其被配置用于在所述相位输出装置不能提供与所述平均电感电流信号相匹配的相位输出电流的情况下产生相位误差信号，其中所述平均电感电流信号用于表征由至少一个其它相位输出装置提供的平均电流。
28.根据权利要求24所述的相位输出装置，其特征在于，所述充电延续时间装置进一步包括本体制动检测放大器，其被配置用于根据对较低的所需电压的请求以及负载的电流需量的减少中的至少一个来截止所述高端开关和低端开关。
29.根据权利要求28所述的相位输出装置，其特征在于，所述对较低的所需电压的请求以及所述负载的电流需量的减少是根据所述PWM控制信号确定的。
30.根据权利要求21所述的相位输出装置，进一步包括与所述输出电感的第一节点和第二节点以及用于表征由至少一个其它相位输出装置提供的平均电流的平均电感电流信号电连接的电流检测装置，所述电流检测装置被配置用于检测相位输出电流并根据所述平均电感电流信号和所述各个相位输出电流以产生电流差值信号。
31.根据权利要求30所述的相位输出装置，其特征在于，所述电流检测装置包括电流检出装置，其与所述输出电感的所述第一节点和第二节点电连接；以及电流比较器，其与所述电流检测装置的输出和所述平均电感电流信号电连接，所述电流检测装置根据所述电流检测装置的输出和所述平均电感电流信号产生所述电流差值信号。
32.根据权利要求31所述的相位输出装置，其特征在于，所述电流检出装置包括电流检测放大器；电连接在所述电流检测放大器的正输入和所述第一节点之间的电阻RCS；电连接在所述电流检测放大器的正输入和负输入之间的电容CCS；所述第二节点与所述负输入相连接，所述电阻RCS和电容CCS的时间常数约等于所述输出电感的时间常数。
33.一种降压转换器的相位控制装置，所述相位控制装置与相位控制总线电连接以用于控制至少一个相位输出装置，所述降压转换器通过输出电容向负载提供输出电压，所述输出电压根据所需电压从输入电压中产生，所述相位控制装置包括相位时序装置；和PWM装置；其中，所述相时序装置被配置用于通过所述相位控制总线向所述相位输出装置传送相位位时序信号，所述PWM装置被配置用于通过所述相位控制总线向所述相位输出装置传送PWM控制信号，所述相位控制装置被作为单独的集成电路而实现。
34.根据权利要求33所述的相位控制装置，其特征在于，所述相位时序装置包括可编程振荡器装置和与所述可编程振荡器装置电连接的周期波形发生器，所述可编程振荡器装置的频率通过频率选择输入来选择，所述周期波形发生器根据所述可编程振荡器装置的频率产生所述相位时序信号。
35.根据权利要求33所述的降压转换器，其特征在于，所述PWM装置包括数模转换器，其被配置用于根据多个数字VID信号产生用于表征所需电压的变量；高增益误差放大器，其与所述用于表征所需电压的变量以及所述输出电压电连接；所述高增益误差放大器根据所述用于表征所需电压的变量以及所述输出电压产生PWM控制信号。
36.根据权利要求33所述的降压转换器，其特征在于，所述PWM装置进一步包括衰减电路，其被配置用于调整所述PWM控制信号，从而使所述输出电压被与流过所述负载的电流的增加成比例地减少。
37.根据权利要求33所述的降压转换器，其特征在于，所述PWM装置进一步包括本体制动电路，其被配置用于调整所述PWM控制信号，从而使所述相位输出装置根据对较低的所需输出电压的请求来截止各个输出开关装置的高端开关和低端开关。
38.根据权利要求33所述的降压转换器，进一步包括过热检测电路，其被配置用于在所述集成电路的温度超过温度阈值的情况下产生VRHOT信号。
39.一种降压转换器的相位输出装置，所述降压转换器包括相位控制装置，所述相位输出装置与带有输出电感、高端开关、和低端开关的输出开关装置电连接，所述降压转换器通过与所述输出电感电连接的输出电容向负载提供输出电压，所述输出电压根据所需电压从输入电压中产生，所述相位输出装置包括被配置用于通过相位控制总线与所述相位控制装置通信连接的电路装置，所述电路装置被配置成由所述相位控制装置通过所述相位控制总线控制，从而使所述输出开关装置产生接近于所需电压的输出电压；其中所述相位输出装置被作为单独的集成电路而实现。
40.一种降压转换器的相位控制装置，所述降压转换器包括至少一个相位输出装置，所述相位输出装置与带有输出电感、高端开关和低端开关的输出开关装置电连接，所述降压转换器通过与所述输出电感电连接的输出电容向负载提供输出电压，所述输出电压根据所需电压从输入电压中产生，所述相位控制装置包括电路装置，其被配置用于通过相位控制总线与所述相位控制装置通信连接以控制所述相位控制装置，从而使所述输出开关装置产生接近于所需电压的输出电压；其中所述相位控制装置被作为单独的集成电路而实现。
全文摘要
一种用于向负载(135)提供输出电压(V
文档编号H02M3/155GK1639657SQ03805464
公开日2005年7月13日 申请日期2003年3月19日 优先权日2002年3月22日
发明者乔治·许莱因, 丹·克拉韦特, 马克·克劳瑟 申请人:国际整流器公司