专利名称:用于控制循环换流器的方法及设备的制作方法
本发明涉及一种用于给感应电动机或诸如此类的交流电动机提供频率可变电源的循环换流器(cycloconverter)，更具体地说，本发明涉及一种用于控制循环换流器的方法，在该循环换流器中，循环电流通过一正换流器(positive converter)和一负换流器(negative converter)进行循环。本发明还旨在给出一种用于控制循环换流器的设备。
在本技术领域：
内，众所周知，循环换流器是一种将交流输入电压波形连接起来产生一个具有与交流输入电压不同频率的交流输出电压的设备。由于循环换流器有一个优于其他类似设备之处，即，它可以以无级的方式，分别转变正的和负的可控硅组中的可控硅的导通期(角)，因而这种类型的循环换流器的输出电流波形可近似于正弦波形，从而构成换流器负载的电动机在低转速时易于发生的转矩脉动纹波可被抑制。但另一方面，这种循环换流器的不足之处在于，因为整个环流形成了一个相位滞后的电抗元件，所以电源功率因素下降了。
迄今所知的用于补偿循环换流器的输出功率的无功部分的设备，当推在日本专利公报第JP-B-53552号上所描述的那种。在这一公报中所披露的无功功率控制系统是这样安排的循环换流器中的各相位的环流按比例安排得使负载电流绝对值较大时的环流减小，而负载电流的绝对值较小时的环流增加，由此，通过与进电端的、使相位移前的电容所产生的相位超前的无功部分共同作用来控制无功功率，而毋需极大地增加循环换流器的容量。
然而，在迄今所知的无功功率控制系统中，对过载情况下的环流的控制却未加考虑。因此，当发生过载状况时，直流(DC)电抗器两端的电压降就要增加，从而使得循环换流器的输出电压不足，因此导致了一个问题的出现构成负载的交流电动机将不能达到预期的转矩。为了解决这一问题，可能会采取将循环换流器的电源电压增加至在过载条件下，负载所需的电压的大小(此电压等于DC电抗线圈两端的电压降与加在负载上的电压之和)。然而，采用这一措施时，无功部分将在轻载情况下增加，从而使电源功率因素发生不期望的下降，这不是我们所期望的。要利用设置在进电端的使相位超前的电容来吸收增加的无功部分，就非得增加使相位超前的电容的容量不可。
因此，本发明的目的旨在提供一种控制环流型循环换流器的方法及设备，根据此方法和设备，在最大过载状况下，循环换流器的电源电压可以是负载所需的电压值，而在轻载条件下并不降低电源的功率因素。
本发明的上述目的可通过下述方式实现其中，除非DC电抗器两端所产生的电压降与加在负载上的电压之和(即循环换流器的输出电压)超过电源电压，直流环流将一直保持恒定，而当上述电压之和超过所述电源电压时，将额外产生一个可有效地减少DC电抗器两端所产生的电压降的循环电流。
因此，根据本发明的一个方面，提供了一种用于控制循环换流器的方法，其中，一正换流器和一负换流器(apositive converter and a negative converter)通过一DC电抗器互相反并联连接，以便给作为负载的装置或机器提供具有预定频率的交流电，其中，当流向负载的负载电流与负载电流的角频率的乘积的大小(亦即负载电流的微分的最大值)小于一个预定值时，循环地流经正的和负的换流器的循环电流被稳定地保持在一个最小值上，借以防止电源功率因素在轻载状况下下降;而当负载电流及其角频率的乘积的大小大于上述预定值时，将因此产生一个额外的环流，该环流有效地减少了DC电抗器链磁通数目的变化，借此减小DC电抗器两端的电压降，从而保证给负载提供其所需的电压。
为提高电源的功率因素，减小环流是富有成效的。然而，如果为此而间歇地中断电流的话，输出电压的波形将发生畸变，并因此使负载电流发生畸变，这是构成负载的交流电动机中转矩波动的一个原因。因此，最好将循环电流保持在一个恒定的最小值上。另一方面，DC电抗器由于负载电流而在其两端产生电压降，此电压降的大小是与负载电流及其角频率的大小成正比的。
在上述情形中，除非输出电压超过电源电压，循环电流将一直大致保持在一个恒定的最小值上，如若不然，则将额外地产生一个环流的流动，从而抑制DC电抗器的链磁通的变化，由此减小DC电抗器两端的电压降，保证给负载提供一个足够的电压。用这种方式，在过载状况下，循环换流器的源电压可以设置在负载所需的电压值，而不降低轻载情况下电源的功率因素。
下面将结合附图对本发明的典型的并带有举例说明性质的实施例进行详尽的描述，其中，图1为根据本发明的一个典型的实施例的一个循环换流器的控制设备的结构方框图;
图2A至2C为根据本发明的构思被控制的环流波形的示意图;
图3为本发明所适用的负载电流及其角频率的值的大小范围的示意性草图;
图4为环流值与负载电流及其角频率的乘积的关系的示意性草图;
图5为根据本发明的另一个实施例的环流型循环换流器的控制设备的结构方框图;
图6为系数k与负载电流及其角频率的乘积之间关系的示意性草图。
图1展示了一个环流型循环换流器以及对其进行控制的设备的结构。
环流型循环换流器包括一个正换流器(亦即正换流器可控硅组)2，一个负换流器(亦即负换流器可控硅组3以及一个具有中间抽头的DC电抗器4，其中，正和负换流器2和3均与一个电源变压器1相连接。应该指出，图1中正和负换流器只是一相的换流器，而与一相的DC电抗器4的中间抽头相连接的交流电动机用等效电路5的形式示出。正和负换流器2和3的输出电压VP和VN可分别由一相位控制电路6所产生的门脉冲信号改变。一个加法器8，它的两个输入分别是负载电流控制信号(控制目标值)i和负载电流检测信号iL，其中，信号iL由一个负载电流检测器18产生并作为一个反馈信号加到加法器8上。负载电流信号i＊L和检测信号iL之差被一个调节器7放大并作为一个控制信号V＊L，指示由交流电动机5所构成的负载所需的电压。另外还有一个加法器10，它的两个输入分别是环流电流控制信号i＊O和环流电流检测信号iO，iO由一个环流电流检测电路14产生并作为一个反馈信号加在加法器10上。输入信号i＊O和iO之间的差值被一个调节器9放大并作为一个电压控制信号V＊O被输出。据电流环流电流检测信号i由环流电流检测电路14根据深测信号iP算术地确定下来，由正换流器2的换流器输出电流检测器19产生的电流检测信号iP，由负换流器3的换流器输出电流检测器20所产生的电流检测信号iN以及由负载电流检测器18产生的负载电流检测信号iL，按下式进行算术运算确定iO＝ 1/2 ｛(iP+iN)-｜iL｜｝…… (1)输入至相位控制电路6的正和负换流器2和3的输出电压控制信号V＊P和V＊N，由加法器16、17以及倒相电路15通过按下式对信号V＊L和
V＊O进行运算确定V＊P＝V＊P+V＊O…… (2)V＊N＝-V＊L+V＊O…… (3)设正和负换流器的输出电压VP和VN与电压V＊P和V＊N之比分别由KP和KN来表示，则比例KP和KN可满足下列关系KP＝-KN…… (4)重新整理一下上述算式，可以得到VP、VN以及V＊L、V＊O值之间的关系为V＊L＝ (VP+VN)/(2·KP) …… (5)V＊O＝ (VP-VN)/(2·KP) …… (6)以上所描述的电路结构以及算术运算同样也适合于以前的环流型循环换流器系统。
下面将详细描述第一个实施例。
在实施本发明中环流电流所需的电压控制信号V＊O以及负载电流所需的电压控制信号V＊L可通过下述方式予以确定。
现假定正和负换流器2和3的输出电压由VP和VN表示，其输出电流分别由iP和iN表示，构成负载5的交流电动机的端电压(与相电压相对应)由VL表示，交流电动机的内电阻为R，其电感为LL，电动势的反电动势由eM表示，其负载电流由iL表示，DC电抗器的电阻由r表示，其自感抗和互感抗分别由L和M来表示，微分算子d/dt由P来表示，电压和电流的极性如图1中的箭头所示。在这些条件(假定)下，电压VP，VN和VL由下式给出
vP＝(r+pL)·iP+pM·iN+vL……(7)vN＝-pM·iP-(r+pL)·iN+vL……(8)vL＝(RL+pLL)·iL+eM……(9)当考虑负载电流iL的方向时，换流器输出电液iP和iN由下式给出当iL≥0时，iP＝iL+iO，and iN＝iO……(10)当iL＜0时，iP＝iO，and iN＝-iL+iO……(11)因此，由表达式(10)和(11)可得iP-iN＝iLiP+iN＝｜iL｜+2·iO……(12)利用表达式(7)、(8)和(12)，表达式(5)和(6)可写成下式kP·v＊L＝ 1/2 (vP+vN)＝ 1/2 ｛r+p(L-M)｝·iL+vL……(13)kP·v＊O＝ 1/2 (vP-vN)＝ 1/2 ｛r+p(L+M)｝｛｜iL｜+2·iO｝……(14)从表达式(13)可以看出，负载电流iL可被负载电压控制信号V＊L控制。就此而论，当DC电抗器自感抗L和互感抗M的关系为L＝M时，则KP·V＊L≈VL将成立，这是因为1/2
·iL＜＜VL之故。另一方面，环流iO流动所需的电压控制信号V＊O由负载电流iL的绝对值的微分值以及环流iO的微分值决定。
在这方面，本发明指出，当负载电流及其角频率的乘积不大于预定值时，一个如图2A所示的平坦的循环电流iOC将循环流动，而当上述乘积的值超过预定值时，根据这一乘积的大小，将产生具有分别如图2B和2C所示的环流iO。因此相应地，由根据本实施例的系统的环流控制电路21A所产生的环流电流控制信号将被确定，以便满足下面给出的条件i＊O＝ (k)/2 (I＊LP-｜i＊L｜)+I＊OC……(15)式中，I＊LP代表负载电流控制信号的峰值，I＊OC代表一个平坦的环流控制值，k代表一个与负载电流及其角频率的乘积相对应的系数。为此，环流电流控制电路21A包括一个用于确定I＊LP和角频率ω的乘积的乘法器25和一个用于根据所述乘积的值，产生系数k的函数发生器13，系数信号k被加到乘法器30的一个输入端上。从一个绝对值电路24来的一个输出信号通过一个加法器12加在负载电流控制信号峰值I＊LP上，所产生的和被加到乘法器30的另一个输入端上。这样，与表达式(15)右边第一项相对应的算术运算就得以实现。乘法器30的输出加在加法器11上。
在过载情况下，负载所需的电压VS由下式给出VS＝(r +RL)2+ ( ωm a x· LL)2]]>·ILmax+r·IOC+eM……(16)式中，ILmax表示其角频率的最大值。
另一方面，在如图2A所示的平坦的环流电流的情形中，由于负载电流而在DC电抗器的两端产生了一个电压降。因此，在此情形中，换流器的输出电压VPI由下式给出
Vpl＝(r +RL)2+ ω2( LL+ L)2]]>·IL+r·IOC+eM……(17)现请参见图3，图中示出图2A、2B和2C所示的三种形式的环流可以适用的负载电流及其角频率的值的范围。更具体地说，在图2A中所示的平坦的环流可以在由如图3中所示的“0→ILmax→C→B→ωmax”的边界所限定的范围内流动，而如图2C所示的环流的模式与图3中所示的A点相对应，由“A→C→B”的线路所围定的范围与图2B中所示的环流模式相对应。如果DC电抗器和负载的电阻与电抗值相比足够小，则由如图2A和2B所示的模式之间的边界曲线C-B所代表的关系可以由表达式(16)和(17)得出ω·IL＝ (LL)/(LL+L) ·ωmax·ILmax……(18)相应地，在目下所讨论的实施例中，假定由表达式(15)所给出的环流电流控制信号i＊O的系数k的值随负载电流IL以及角频率ω的乘积(亦即负载电流的微分值的最大值)变化而作如下的变化当ω·IL≤(ω·IL)C时，k＝0 ……(19)ω·IL≥ωmax·ILmaxk＝1 ……(20)ωmax·ILmax＞ω·IL＞(ω·IL)C时，k＝ (ω·IL-(ω·IL)C)/(ωmax·ILmax-(ω·IL)C) ……(21)式中，(ω·IL)C＝｛LL/(LL+L)｝·ωmax·ILmax.
下面将详尽地描述第二个实施例。
从上述第一个实施例可以看出，所述三个模式(即，如图2A所示的平坦的环流模式，如图2B所示的环流模式和如图2C所示的环流模式)之间能够平滑地转换是有必要的。还可以看出，2B和2C所示的环流其波形中各自含有一个交流成份。正如从这些图中将要看到的那样，凸形波形的频率是负载电流i的频率的两倍，结果是，对迄今所知的环流控制系统(ACR系统)来说，它们使凸形波形的环流按所希望的那样流动，这是因为该系统的响应有延迟。更具体地说，当负载电流是高频电流时，控制系统的输出会由于响应的延迟而呈相反的极性。在最坏的情况下，甚至环流的峰值被放大到可以检测出过电流电平的程度。
本发明的第二个实施例，将给出解决上述问题的一种方案，它把环流流动所需的变换器电压中的直流和交流成份分开来考虑，其中，直流成份的电压是从一个电流控制电路的输出得到的，而交流成份的电压是从一个用于补偿DC电抗器两端的电压降的电路22中获得的。
根据本发明的第二个实施例的一个示意性结构如图5中所示，其中，与图1中所示的相同部件或元件用相同的参考号码表示。可以看出，第二个实施例与第一个的不同之处在于，环流控制电路21B包括一个用于将负载电流峰值的控制信号I＊LP乘上一预定增益量的比例增益电路26以及一个用于将比例增益电路26的输出和平坦环流的控制信号I＊OC相加的加法器11，其中，加法器11适宜于稳定地输出一个直流信号。加法器10上加上一个算术反馈信号电路31的输出信号，该电路31通过算术运算确定环流的直流成份。另一方面，对于环流电流的交流成份的控制信号，用于补偿在DC电抗器4两端所产生的电压降的电压降补偿电路22的输出信号被输入到一个增益校正电路35，以便进行算术运算处理，然后，电路35的输出被加在一个加法器32上，和调节器9的输出相加。
算术反馈信号电路31包括一个用于从负载电流检测器18的检测输出信号产生绝对值信号的绝对值电路28，一个用于将绝对值电路28的输出信号乘上一个预定的增益量的比例增益电路27，一个用于将比例增益电路27的输出信号和环流检测器14的检测信号相加的加法器29。
在DC电抗器电压降补偿电路22中，负载电流控制信号i＊L被输入至比例增益电路36，一个微分电路37和一个极性检测电路39中，其中，微分电路37的输出信号输入到比例增益电路38中，通过算术运算确定由于负载电流而在电抗器4的两端产生的电抗性电压降。比例增益电路38的输出加在加法器40上以与比例增益电路36的输出相加而确定直流电抗器两端所产生的电阻性电压降。然后，用一个乘法器41将加法器40的输出与极性检测器39的输出信号相乘。
接下来，将对本发明的第二个实施例的控制设备的工作原理进行描述。假定环流象式(15)那样产生，环流流动所需的电压控制信号V＊O可从式(14)和(15)给出kP·V＊O＝ 1/2 ｛r+p(L+M)｝·(l-k)X｜i＊L｜+r·( (k)/2 ·I＊LP+I＊OC) ……(22)式(22)的第一项代表负载电流控制信号i＊L(交流电流)的微分值与系数(1-k)相乘，并对应于交流成份的电压控制信号，第二项代表与负载电流信号的大小成正比的信号值，并且表示直流电压降的值(即直流成份的电压控制信号)。
根据本发明的第二个实施例，可以看出式(22)第一项所给出的交流成份的电压控制信号是通过将来自DC电抗器电压降补偿电路22的输出信号用一个校正电路35与系数(1-k)相乘得出的，而由式(22)的第二项所表示的直流成份的电压控制信号是作为环流调节器9的输出信号被得到的。在这些条件下，由环流控制电路21所产生的电流控制值及其反馈值由算术反馈电路31通过下式算术地予以确定电流控制值＝ 1/2 ·K·I＊LP+I＊OC……(23)反馈值＝i+ 1/2 ·K·｜iL｜……(24)
根据上述步骤，输入给环流控制电路的输入信号由直流成份构成，因此不论环流处于图2A，图2B或图2C中所示的任何一种模式，它都与负载电流的角频率无关。这意味着，负载电流的频率可以与环流控制系统(ACR系统)响应上的延迟无关，从而上文中所述的问题可以得到圆满地解决。此外，通过根据负载电流的幅值及其角频率的乘积确定系数k，正如在图6中所示的那样，环流控制电路的控制信号，DC电抗器电压降补偿电路22的反馈量和增益量可以做到同时变化，从而，控制模式之间的平稳的转换就可得以实现。
在上文中，对本发明的最佳实施例的描述是建立在这一假定之上的，即，为便于对本发明的理解，有关控制系统是用模拟电路结构的形式实施的。然而，本发明如采用有微处理机的数字控制系统来实现也未尝不可。此外，尽管曾经假定系数k的变化依赖于负载电流及其角频率的乘积的大小，但是，应该理解，如果角频率不大，即使系数k仅随负载电流的大小而变也能得到相似的效果。
从上文中可以看出，根据本发明，有可能防止DC电抗器在过载情况下的电压降的增加，而在轻载时又不会降低电源的功率因素，藉此，在过载条件下，电源电压可以降至负载所需的电压。
权利要求
1.一种用于控制环流型循环换流器(cycloconverter)的方法，其中，一个正换流器(positiveconverter)和一个负换流器(negativeconverter)互相通过一DC电抗器反并联连接，以为一个负载提供具有预定频率的交流电源，其特征在于，当流经所述负载的负载电流比预定值小时，流过所述正换流器和所述负换流器的循环电流保持在一个最小的所需值上，当所述负载电流大于所述预定值时，就会额外地产生一个用于抵消所述DC电抗器两端所产生的电压降的循环电流。
2.一种环流型循环换流器(cycloconverter)控制系统，其特征在于，一个换流器(converter)电路，包括一个正换流器(positive converter)和一个负换流器(negative converter)，它们通过一个DC电抗器相互反并联连接;一个从所述换流器电路获得电源的负载;用于产生控制加在所述负载上的电压的控制信号的负载电压控制装置;用于产生一个控制流经所述正和负换流器的循环电流的大小的控制信号的环流控制装置;用于根据所述环流控制信号通过算术运算确定一个所述循环电流流动所需的电压的算术循环电压确定装置;相位控制装置，用于根据由所述算术循环电压确定装置和所述负载电压控制信号之和来对所述正和负换流器进行相位控制;其中，所述循环电流控制装置可有效地确定所述环流控制信号的大小，使得当所述负载电流及其角频率的乘积超过一预定值时，流经所述DC电抗器的电流变化被减小。
3.一种环流型循环换流器控制系统，其特征在于，一个包括一个正换流器(positive converter)和一个负换流器(negative converter)的换流器(converter)电路，所述正、负换流器通过一个DC电感器相互反并联连接;一个从所述换流器电路获得电源的负载;用于产生一个能控制加在所述负载上的电压的控制信号的负载电压控制装置;用于控制流经所述正和负换流器的环流电流大小的循环电流控制装置;用于根据所述循环电流控制信号算术地确定所述环流流动所需电压的算术循环电压确定装置;用于算术地确定所述DC电抗器两端由于负载电流而产生的电压降的大小的算术运算装置;用于将所述电压降确定装置的信号输出与所述算术循环电压确定装置的信号输出加起来的循环电压控制装置;用于根据所述算术循环电压确定装置所产生的信号与所述负载电压控制信号之和来对所述正和负换流器进行启动相位控制的相位控制装置;其中，当所述包载电流及其角频率的乘积的大小超过一预定值时，所述循环电压控制装置经所述循环电压确定装置的信号输出加上一数值，该数值相应于所述DC电抗器电压降确定装置的所述信号乘上一个增益，后者当所述乘积增加时即相应减小。
专利摘要
一种循环换流器，包括一正和一负变频器，它们通过一个DC电抗器相互反并联连接。负载与DC电抗器的中间抽头相连接。流向负载的负载电流小于一预定值时，流经正和负换流器的循环电流保持在最小所需值上，当负载电流超过预定值时，会额外地产生一个循环电流以抵消在DC电抗器两端所产生的电压降。
文档编号H02M5/00GK87104591SQ87104591
公开日1988年1月13日 申请日期1987年6月30日
发明者松井孝行, 奥山俊昭 申请人:株式会社日立制作所导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan