专利名称：新型双管双端式软开关dc/dc隔离变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种新型双管双端式软开关DC/DC隔离变换器。
目前，电信行业把48V作为标准输入直流母线电压，一些工作站、服务器已经把12V作为直流母线电压，笔记本电脑也将16～24V再变换到1.5V输出。不久将来，计算机领域也将输入母线电压提高到48V。未来处理器和其他各种IC芯片对电压调节模块的供电性能提出了挑战性的要求①输出电压越来越低；新的0.1μm技术的采用将会使未来IC芯片的工作电压降低到1.2V，甚至更低。②负载电流越来越大；系统处理容量的增加使得IC所需总电流成倍增加。③负载变化率越来越高；IC供电将需要提供电源管理功能，这使得处理器等IC成为一个非常动态的负载(电流变化率会高达150A/μs)。因此，电压调节模块的发展要求是隔离式变换、体积小、效率高(大于80％)、动态响应快、稳态精度高、纹波电压低。
现有的隔离变换器拓扑结构有单端式和双端式两类。单端式包括正激和反激两种；双端式有推挽、半桥、全桥三种。次级整流电路有半波、全波、桥式、倍流四种。正激变换器结构简单，但需要加复位手段，且其变压器在复位期间不能向负载提供能量，故动态响应速度较低。推挽变换器初级开关管的电压应力较高，且有很高的电压尖峰；半桥变换器初级电流应力较大；推挽和半桥变换器都难以实现软开关。全桥变换器兼有初级开关管电压应力和半桥式一样，初级电流应力和推挽式一样的优点，且便于采用软开关技术，但采用功率器件较多，控制复杂且成本高。还有一种问题是虽然双管的推挽式、半桥式拓扑和四管的全桥式拓扑，与正激单端式变换器相比动态响应速度有所提高，但仍然存在输出电感完全靠自身储能续流的状态，这一固有的缺陷限制了动态性能的进一步提高，同时使得输出电压纹波较大，不利于滤波器体积的减小。
本发明的目的是，针对上述现有技术的不足，提出一种新型双管双端式软开关DC/DC隔离变换器，它采用两只开关管互补导通方式，实现双端式零电压(ZVS)软开关隔离变换，若采用同步整流管，则可方便实现自驱动，有利于提高变换效率和功率密度；输出电感不存在只靠自身储能续流的状态，提高动态响应速度，减小纹波电压。
本发明的目的是这样实现的一种新型双管双端式软开关DC/DC隔离变换器，其主电路由两个开关管VQ1、VQ2，两个储能电容C1、C2，缓冲电容Cr，升压电感L，隔离变压器T和输出整流滤波电路构成；升压电感L与隔离变压器T采用磁集成技术绕在同一磁芯上，满足零纹波条件，即耦合系数k=Lp/L·]]>如
图1所示。可以一组或多组电压输出，输出整流滤波电路可采用桥式、全波或倍流，并且可以使用同步整流管；图1中示例为一组电压输出全波整流，Lo、Co为输出滤波网络。
1、主电路初级拓扑连接关系升压电感L的一端接电源Vi的正极，L的另一端接开关管VQ1的漏极和VQ2的源极，并且连接隔离变压器T的初级绕组Np的同名端；T的初级绕组Np的另一端接储能电容C1的正极，C1的负极接电源Vi的负极和开关管VQ1的源极；VQ2的漏极接电源Vi的正板和储能电容C2的正极，C2的负极接C1的正极或电源Vi的负极；缓冲电容Cr的一端接VQ1的漏极和VQ2的源极，Cr的另一端接开关管VQ1的源极或VQ2的漏极。
2、该变换器的基本工作原理该变换器在一个开关周期内可分为4个工作模态，其主要电量波形时序如图2所示。设t0时刻之前开关管VQ1导通VQ2截止，则该变换器的工作原理分析如下。
1)、工作模态1[t0，t3]t0时刻，开关管VQ1关断。变压器初级电流ip与升压电感电流iL之和给缓冲电容Cr充电，桥臂中点d的电压Vd(即VCr)近似线性上升，故VQ1为ZVS软关断。到t1时刻，Vd上升到V1值，次级整流输出电压VSec也由n1V1降为零(n1为次级绕组Ns1与初级绕组Np的匝比)；到t2时刻，Vd上升至(V1+V2)，VQ2的体二极管导通，为VQ2的ZVS软开通创造条件；之后，升压电感L给储能电容C1、C2充电。t3时刻，VQ1切换到VQ2的死区时间结束，该模态结束。
2)、工作模态2[t3，t4]t3时刻，开关管VQ2开通。次级整流输出电压VSec由零迅速上升为n2V2(n2为次级绕组Ns2与初级绕组Np的匝比)，能量由变压器的次级绕组Ns2输出；电路状态逐渐转为升压电感L和储能电容C2共同给变压器初级供电。t4时刻，该模态结束，持续时间由PWM控制为(1-D)Ts。
3)、工作模态3[t4，t7]t4时刻，开关管VQ2关断。变压器初级电流ip与升压电感电流iL之差给Cr充电，变压器励磁电感Lm和输出电感Lo均参与换流谐振过程，Vd(即VCr)近似线性下降，故VQ2为ZVS软关断。到t5时刻，Vd由(V1+V2)下降到V1值，次级整流输出电压VSec也由n2V2降为零。之后，变压器励磁电感Lm和输出电感Lo退出换流谐振过程，只有变压器漏感L1k和升压电感L继续与Cr谐振；到t6时刻，Vd下降到零，VQ1的体二极管导通，为VQ1的ZVS软开通创造条件。t7时刻，VQ2切换到VQ1的死区时间结束，该模态结束。
4)、工作模态4[t7，t8]t7时刻，开关管VQ1开通。次级整流输出电压VSec由零迅速上升为n1V1，能量由变压器的次级绕组Ns1输出；升压电感L的电流iL线性上升，储能电容C1给变压器初级供电。t8时刻，该模态结束，持续时间由PWM控制为DTs。
t8时刻，开关管VQ1关断，电路进入下一个开关周期。
3、该变换器的各电量关系式假设①C1、C2的电压在一个开关周期内基本不变；②VQ1、VQ2互补导通，死区时间可以忽略；③升压电感L足够大，工作在电流连续模式。
下面的推导参照图1，根据稳态时加在L两端的正负伏秒积相等得V1+V2=11-DVi···(1)]]>式中V1、V2——储能电容C1、C2的电压；Vi——电源电压；D——开关管VQ1的导通占空比。
根据稳态时加在变压器T的初级绕组Np两端的正负伏秒积相等得V1·D＝V2·(1-D) (2)由式(1)、(2)解得V1=ViV2=D1-D·Vi···(3)]]>若次级输出采用全波整流，Ns1、Ns2为变压器T的两个次级绕组。则VQ1导通VQ2截止时，由Ns1输出能量，次级整流输出电压Von为Von＝n1·V1(4)式中n1、n2——变压器T的次级/初级匝数比，
n1＝Ns1/Np，n2＝Ns2/NpVQ2导通VQ1截止时，由Ns2输出能量，次级整流输出电压Voff为Voff＝n2·V2(5)由式(3)～(5)解得输出电压Vo与输入电压Vi、占空比D的关系为Vo＝Von·D+Voff·(1-D) (6)＝(n1+n2)·D·Vi式(6)表明该变换器输入输出关系具有Buck型派生双端隔离变换器的特征，即输出电压Vo与输入电压Vi、占空比D成正比。
由式(1)～(6)解得开关管(VQ1、VQ2)的电压应力VVQ、输出整流管的最大电压应力VVD(MAX)、输出滤波电感的正负伏秒积的绝对值ETM分别为VVQ=V1+V2]]>=Vo(n1+n2)·D·(1-D)···(7)]]>VVD(MAX)=MAX[VoD,Vo1-D]···(8)]]>式中MAX[...，...]——表示取其最大值ETM=|n1n1+n2-D|·Vo·Ts···(9)]]>式中Ts——开关周期由式(7)～(9)可知当D＝0.5时，开关管的电压应力为最小值4Vo/(n1+n2)；整流管的最大电压应力为最小值2Vo；输出滤波电感的正负伏秒积的绝对值为|n1-n2|2(n1+n2)·Vo·Ts·]]>而当D=n1n1+n2]]>时，输出滤波电感的正负伏秒积为零，输出电流、电压纹波(理论上)为零；开关管的电压应力VVQ=Vo·(n1+n2)n1·n2;]]>整流管的最大电压应力VVD(MAX)=Vo·(n1+n2)Min[n1,n2],]]>Min[...，...]表示取其最小值。故可取n1＝n2，以使上述三项同时取最小值。
4、该变换器的ZVS软开关条件由主电路工作原理可知，VQ1关断时流过Cr的缓冲电流较大(为ip与iL之和)，而VQ2关断时流过Cr的缓冲电流较小(为ip与iL之差)，故VQ1的ZVS软开通与VQ2相比较难实现。因此，应针对VQ1的ZVS条件进行分析。
当VQ2关断时刻t4，流出Cr的缓冲电流iCr-2为iCr-2(t4)＝n2·iLo(t4)+im(p)-iL(min)(10)iLo(t4)=Io+ETM2Lo······D≥n1n1+n2Io-ETM2Lo······D≤n1n1+n2···(11)]]>im(p)=Vi·D·Ts2Lm···(12)]]>iL(min)=Ii-Vi·D·Ts2L···(13)]]>Io＝Po/Vo(14)Ii＝Po/Vi·η (15)式中iLo——输出滤波电感电流；im(p)——励磁电流峰值；iL(min)——一个开关周期内升压电感L的电流最小值；Io——负载电流；Ii——电源电流的直流分量；Lm——变压器T的励磁电感；Po—输出功率；η——变换器效率。
由式(3)、(6)、(10)～(15)解得iCr-2(t4)=Vo·Ts2(n1+n2)·(1L+1Lm)+Po·(n2-D·n1+n2η)Vo+Vo·Ts·n2·(D-n1n1+n2)2Lo···(16)]]>桥臂中点电压Vd由(V1+V2)下降到V1过程中[t4，t5]，输出滤波电感Lo和励磁电感Lm都参与缓冲，Vd近似线性下降，变压器初级电流ip及缓冲电流iCr-2基本不变。此过程持续时间τ1为τ1=t5-t4=V2·CriCr-2(t4)=Vo·Cr(1-D)·(n1+n2)·iCr-2(t4)···(17)]]>在t5时刻，Vd＝V1，VSec＝O，Lo和Lm都不再参与缓冲，只有变压器漏感与缓冲电容谐振，其谐振方程为Cr·L1k·d2VCrdt2+VCr=V1···(18)]]>式中L1k——变压器初级漏感。
初始条件VCr(t5)=V1VCr′(t5)≈-iCr-2(t4)/Cr···(19)]]>解得VCr(t)=V1-iCr-2(t4)ω0·Cr·sin[ω0(t-t5)]···(20)]]>ω0=1Cr·L1k···(21)]]>可见，要保证VCr谐振到零，必须有iCr-2(t4)ω0·Cr≥V1···(22)]]>即iCr-2(t4)≥Vo·ωo·CrD·(n1+n2)···(23)]]>根据式(20)得VCr谐振到零所需时间τ2为τ2=1ω0·arcsinV1·ω0·CriCr-2(t4)≈Vo·CrD·(n1+n2)·iCr-2(t4)---(24)]]>由式(17)、(24)得Vd由(V1+V2)值下降到零的时间τ为τ=τ1+τ2≈Vo·CrD·(1-D)·(n1+n2)·iCr-2(t4)···(25)]]>若要VQ1实现ZVS软开通，则应满足τ≤tZ2，tZ2为VQ2关断VQ1开通的死区时间。故该变换器实现ZVS软开关的条件为iCr-2(t4)≥Vo·Cr(n1+n2)·MAX[ω0D,1D·(1-D)·tZ2]···(26)]]>由式(16)、(21)、(26)可见减小升压电感L和变压器励磁电感Lm，增大变压器漏感Lr，有利于ZVS软开关的实现。但增大Lr会减小有效占空比，故首先应考虑减小升压电感L和变压器励磁电感Lm。实际中并联的电容值应为(Cr-Css1-Css2)，其中Css1、Css2分别为VQ1、VQ2的寄生电容。
5、该变换器采用的零纹波技术若加在L和Lp两端的电压相等，那么纹波电压也满足Ve1＝Ve2。电感L和Lp的电流纹波等效电路如图3(a)所示，T型去耦等效电路如图3(b)所示。设升压电感L与变压器初级绕组Lp的互感为M，Lr、Lrp分别为L与Lp耦合的漏感，折算关系为Lr＝L-M Lrp＝Lp-M。则有
Ve1=(Lr+M)·di1dt+M·di2dtVe2=M·di1dt+(Lrp+M)·di2dt···(27)]]>di1dt=Ve1L·1-k21-kn=Ve1Ledi2dt=Ve2Lp·1-k21-k/n=Ve2Lep···(28)]]>k=ML·Lp,n=LLp=NNp···(29)]]>式中Le、Lep——分别称为升压电感L和初级绕组电感Lp的等效值；k——耦合系数；n——电感L与Lp的匝比；N——升压电感L的匝数；i1、i2——分别为L和Lp的纹波电流。
由式(28)可见，当k=1/n=Lp/L<1]]>时，Le→∞，Lep＝Lp。结果流过L的纹波电流为零，流过Lp的纹波电流不变(也就是说纹波电流只从Lp流过)。即k≈Lp/L]]>时，可实现零纹波耦合。一般可取k=(0.95~1.05)Lp/L·]]>本发明与现有技术相比具有如下优越性①两只开关管互补导通，可在宽电压范围内实现零电压(ZVS)软开关，并且便于同步整流管的自驱动，有利于提高变换效率和功率密度；②滤波电感不存在只靠自身储能续流的状态，变压器双端输出能量，提高了动态响应速度和稳态精度，减小了输出电压纹波和滤波器体积；③采用零纹波磁集成技术将升压电感和隔离变压器绕制在同一磁芯上，不但使输入电流纹波大大减少，而且结构简单，体积小、重量轻。
下面结合附图以最佳实施例详述本发明。
图1为新型双管双端式软开关DC/DC隔离变换器的主电路图；图2为新型双管双端式软开关DC/DC隔离变换器的主要电量波形时序图；图3(a)、(b)分别为升压电感与隔离变压器初级绕组零纹波耦合的电流纹波等效电路及T型去耦等效电路图。
图中iLo——输出滤波电感电流；im——变压器T的励磁电流；iL——升压电感L的电流；ip——变压器T的初级电流；Vgs1、Vgs2——VQ1、VQ2的驱动脉冲电压；Vd——VQ1、VQ2桥臂中点d的电压；VRec——次级整流输出电压。
如图1所示，该新型双管双端式软开关DC/DC隔离变换器，其主电路由两个MOSFET管(VQ1、VQ2)，两个储能电容(C1、C2)，缓冲电容(Cr)，升压电感(L)，隔离变压器(T)和输出整流滤波电路构成；升压电感(L)与隔离变压器(T)采用磁集成技术绕在同一磁芯上，零纹波耦合系数k=Lp/L·]]>一组输出电压，整流滤波电路采用二极管全波整流、LC滤波；Lo、Co为输出滤波电感电容。
主电路初级拓扑连接关系为升压电感(L)的一端接电源(Vi)的正极，(L)的另一端接开关管(VQ1)的漏极和(VQ2)的源极，并且连接隔离变压器(T)的初级绕组(Np)的同名端；(Np)的另一端接储能电容(C1)的正极，(C1)的负极接电源(Vi)的负极和开关管(VQ1)的源极；(VQ2)的漏极接电源(Vi)的正极和储能电容(C2)的正极，(C2)的负极接(C1)的正极；缓冲电容(Cr)的一端接(VQ1)的漏极和(VQ2)的源极，(Cr)的另一端接开关管(VQ1)的源极。
主电路元器件选择为电源电压Vi＝48V(变化范围24V～72V)，输出电压Vo＝5V，输出功率Po＝100W，开关频率fs＝200kHz；升压电感L＝0.24mH，变压器T初级绕组Lp＝0.18mH(变比n1＝n2＝0.197)，L与Lp的耦合系数k＝0.86；额定占空比De＝0.5。开关管最大电压应力约120V，整流管最大电压应力约28V，滤波电感最大伏秒积约20VμS；开关管MOSFET(VQ1、VQ2)IRF640(200V/18A/TO-220)；储能电容C1、C21μF/100V；缓冲电容Cr0.82nF/250V；滤波电感Lo3μH，滤波电容Co1000μF/10V。
权利要求
1.一种新型双管双端式软开关DC/DC隔离变换器，主电路的次级部分为一组或多组电压输出，输出整流滤波电路可采用全波或倍流方式，并可使用同步整流管；其特征是主电路的初级部分由两个开关管(VQ1、VQ2)、两个储能电容(C1、C2)、缓冲电容(Cr)、升压电感(L)和隔离变压器(T)构成，升压电感(L)与隔离变压器(T)采用磁集成技术绕在同一磁芯上，满足零纹波条件，即耦合系数k=(0.95~1.05)Lp/L]]>(L、Lp分别为升压电感和隔离变压器初级绕组的电感量)；其拓扑连接关系为升压电感(L)的一端接电源(Vi)的正极，升压电感(L)的另一端接开关管(VQ1)的漏极和开关管(VQ2)的源极，并且连接隔离变压器(T)的初级绕组(Np)的同名端；隔离变压器(T)的初级绕组(Np)的另一端接储能电容(C1)的正极，储能电容(C1)的负极接电源(Vi)的负极和开关管(VQ1)的源极；开关管(VQ2)的漏极接电源(Vi)的正极和储能电容(C2)的正极，储能电容(C2)的负极接储能电容(C1)的正极或电源(Vi)的负极；缓冲电容(Cr)的一端接开关管(VQ1)的漏极和开关管(VQ2)的源极，缓冲电容(Cr)的另一端接开关管(VQ1)的源极或开关管(VQ2)的漏极。
全文摘要
本发明涉及一种新型双管双端式零电压(ZVS)软开关DC/DC隔离变换器，其主电路由两个开关管VQ
文档编号H02M3/337GK1960149SQ20051011974
公开日2007年5月9日 申请日期2005年11月4日 优先权日2005年11月4日
发明者张焱植 申请人:周春香