用于幅度调制信号的接收机的制作方法

专利名称：用于幅度调制信号的接收机的制作方法
技术领域：
本发明的方面涉及一种用于诸如电视信号之类的幅度调制信号 的接收机。例如，该接收机可以是传统的电视机、机顶盒、数字视频 记录器、个人计算机或任意其它多媒体装置。本发明的其它方面涉及 一种用于控制接收机的方法、 一种用于接收机的计算机程序产品、以 及一种视听系统。
背景技术：
US专利4， 631， 499描述了一种可用于在直接混频AM接收机中产 生同步RF载波的锁相环。该锁相环包括用于减少在相位检测期间所产 生的不希望的直流偏移的相位检测装置。该相位检测装置包括三个级 联耦合的混频器级。这些混频器级中的两个接收具有相对低的频率的 辅助混频信号。发明内容本发明的目的是提供一种改进的接收机。本发明由独立权利要求 所限定。从属权利要求限定了有利的实施例。根据本发明的方面， 一种接收机具有以下特性。同步电路提供了 与幅度调制信号的载波同步的一组振荡信号。这组振荡信号包括在实 质上相对于幅度调制信号的载波具有90度相移的正交振荡信号。正交混频器将正交振荡信号与幅度调制信号进行混频，以便获得正交混频 输出信号。相位校正设备响应于正交混频输出信号的交流分量的幅值 变化来校正振荡信号的相位。在优选实施例中，相位校正设备包括向同步电路施加辅助同步控 制信号的相位误差校正器。该相位误差校正器响应于正交混频输出信 号中的交流分量的幅值变化来调整辅助同步控制信号。本发明考虑到以下方面。大量接收机依靠混频器电路执行相位检 测。该混频器电路把包括载波的接收信号与振荡器装置所提供的相位 检测振荡信号进行混频。该混频器电路提供了随着相位检测振荡信号 与载波之间的静态相差的变化而变化的直流信号。通常，该直流信号 用于控制振荡器装置，使得该静态相差具有使接收质量最优的期望值。实际上，除了表示静态相差的有用的直流信号之外，用于相位检 测的混频器电路还将提供寄生直流信号。通常将该寄生直流信号称为 直流偏移或简单地称为偏移。该有用的直流信号无法与寄生直流信号 区别开。在可以将静态相差设置为相对远离使接收质量为最优的期望 值的值的意义上，该寄生直流信号将引入相位控制误差。因此，除非 采取特定的措施，否则混频器电路所提供的寄生直流信号将对接收质 量产生不利的影响。前述现有技术(US专利4， 631， 499)提出了一种防止寄生直流 信号引起相位控制误差的特定措施。该特定措施牵涉到用于对相位检 测振荡信号进行调制以获得调制后的相位检测振荡信号的辅助混频信 号。混频器电路将调制后的相位检测振荡信号与接收信号的载波进行 混频。该混频器电路将提供与辅助混频信号同步的交流信号。该交流 信号表示静态相差，并且可与混频器电路所提供的寄生直流信号区别 开。前述现有技术所提出的特定措施具有多个缺点。该辅助混频信号 将引起对振荡信号而非相位检测振荡信号的寄生调制。这些其它的振 荡信号通常用于通过将接收信号与这些其它振荡信号进行混频而对接 收信号进行频率变换。或者说，前述寄生调制被拷贝到接收信号的频 移后的版本上。这将对接收质量产生不利的影响。另一缺点是前述现 有技术所提出的特定措施相对复杂。需要附助振荡器装置用以产生辅 助混频信号。根据本发明的前述方面，响应于正交混频器的输出信号中的交流 分量的幅值变化来调整振荡信号的相位，该正交混频器将幅度调制信 号与正交振荡信号进行混频。如果存在正交相位误差，则该正交混频器将对幅度调制信号进行 解调该正交振荡信号没有相对于幅度调制信号的载波准确地相移90度。正交混频器的输出信号中的交流分量是幅度解调信号，其来自于 正交相位误差。交流分量的幅值越大，正交相位误差就越大。因此， 交流分量的幅值变化指示正交相位误差是增加还是减小。通过调整施 加至同步电路的辅助同步控制信号，响应于这种变化而采取适当的校 正动作。可以说，这将迫使同步电路减少正交相位误差。正交混频器 可以提供的任意寄生直流信号将不会在实质上影响对辅助同步控制信 号的调整，因为该调整基于交流分量。而且，根据本发明的相位误差 校正不需要任何辅助混频信号，其可能导致寄生调制，并且因此可能 对上述接收质量产生不利的影响。为此，本发明允许相对良好的接收 质量。本发明的另一优点涉及以下方面。如上文所说明的，根据本发明 的相位误差校正对可能存在于同步电路中的寄生直流信号进行补偿。 这使得本发明特别适用于通常会受到寄生直流信号的干扰的直接转换 接收机。直接转换接收机具有多个优点。在直接转换接收机中，单个 振荡器可以执行频率转换以及解调。通常，接收机中的每个振荡器可 能产生寄生信号，这可能会干扰期望信号。由于直接转换接收机需要 相对少的振荡器，所以存在较少的干扰风险，这允许较好的接收质量。 另一优点是，直接转换接收机通常实现为具有相对少的外部组件的集 成电路，这是具有成本效率的。由于本发明允许较不易受到寄生直流 信号的干扰的直接转换接收机，因此本发明允许提供了满意的接收质 量的低成本接收机实现。下面将参考附图，更加详细地描述本发明的这些和其它方面。


图l是示出了视听系统的方框图。图2是示出了构成视听系统一部分的频率转换器的方框图。 图3是示出了构成频率转换器一部分的相位误差校正器的符号敏 感(sign sensitive)实现的方框图。图4是示出了符号敏感实现针对相反符号的两个相位误差而执行的比较操作的信号图。图5是示出了符号敏感实现所实现的相位误差减少的时间图。图6是示出了构成频率转换器一部分的相位误差校正器的自动符 号确定实现的方框图。
具体实施方式
图1示出了视听系统AVS。该视听系统AVS包括接收机REC、 视听呈现设备AVD、以及遥控器RCD。例如，该视听呈现设备AVD 可以是具有立体声扬声器的平板显示器。该接收机REC使得视听呈现 设备AVD对来自用户所选的电视(TV)台的视听信号进行呈现。该 接收机REC包括射频处理器RFP、频率转换器FCV、中频滤波器 IFFIL、复合基带处理器CBP、驱动电路DRC、以及控制器CTRL。 中频滤波器IFFIL可以是所谓的多相滤波器，其允许关于零(0)频率 的不对称的频率响应。控制器CTRL可以是适当编程的微控制器的形 式。射频处理器RFP和频率转换器FCV可以构成单个集成电路的一 部分，该单个集成电路也可以包括其它元件。射频处理器RFP、频率 转换器FCV、中频滤波翠IFFIL以及复合基带处理器CBP可以构成能 够插入个人计算机或任意其它多媒体设备的单板(single board)的 一部分。该接收机REC接收到包括源自不同电视台的多个射频信号的射 频谱RF。下文中将假设这些射频信号是传统的模拟电视信号。传统的 模拟电视信号包括以不对称方式进行幅度调制的图像载波。这类型的 幅度调制通常被称为残留边带调制。模拟电视信号还包括伴音载波， 其实际上是图像载波的幅度调制分量。该接收机REC操作如下。假设用户通过遥控器RCD选择电视台。 该遥控器RCD向控制器CTRL发送指示要被选择的电视台的命令。 作为响应，控制器CTRL使得射频处理器RFP提供以源自用户已选定 的电视台的射频信号为中心的带通特性。下文中将此射频信号称为所 选电视信号。该射频处理器RFP对所选电视信号进行放大，并且减弱 射频谱RF中的其它信号，特别是在频率上与所选电视信号距离相对 较远的信号。该射频处理器RP将处理后的射频谱PRF施加到频率转 换器FCV。该频率转换器FCV将处理后的射频谱PRF转换成中频谱IF，其具有同相分量IFi和正交分量IFq。这种正交表示允许中频谱IF关于 零(0)频率是不对称的。该频率转换器FCV实现频移。因此，该中 频IF包括所选电视信号的频移后的版本。频率转换器FCV所实现的频移使得所选电视信号的频移后的版 本的图像载波处于零(0)频率。因此，该频率转换器FCV对所选电 视信号进行解调。包括在中频谱IF中的所选电视信号的频移后的版本 表示图像载波的幅度调制。图像载波的幅度调制是包括视频基带信号、 伴音载波以及同步信号的复合基带信号。控制器CTRL使得频率转换器FCV通过调谐控制信号TC来实现 这个频移，控制器CTRL将控制信号TC施加至频率转换器FCV。跟 踪电路可以提供频率转换器FCV所实现的频移与射频处理器RFP所 提供的带通特性之间的同步。在这种情况下，控制器CTRL间接(即 通过跟踪电路)地控制射频处理器RFP。中频滤波器IFFIL对中频谱IF进行滤波。该中频滤波器IFFIL提 供包括以零(0)频率为中心的Nyquist斜率的带通特性。该中频滤波 器IFFIL具有与典型的电视信号带宽相一致的带宽，例如可以是 6MHz。该中频滤波器IFFIL提供了具有同相分量IFFi和正交分量IFFq 的滤波后的中频谱IFF。滤波后的中频谱IFF实质上包括期望电视信 号的前述复合基带信号。对任意其它信号相对大地进行衰减。该复合基带处理器CBP从滤波后的中频谱IFF中获得视频信号 V、音频信号A以及同步信号S。为此，复合基带处理器CBP可以实 现可与传统电视接收机中的那些功能相比的各种信号处理功能，例如 放大、箝位、陷波滤波、以及伴音解调。此外，复合基带处理器CBP 可以为射频处理器RFP提供增益控制信号。图l通过在复合基带处理 器CBP与射频处理器RFP之间延伸的虚线示出了上述情况。该增益 控制信号表示过滤后的中频谱IFF中的信号值。该驱动电路DRC处理视频信号V、音频信号A以及同步信号S 以获得适用于视听呈现设备AVD的呈现驱动信号DDS。为此，该驱 动电路DRC可以实现各种信号处理器功能，例如放大、电平移动、 模数转换、偏压生成、以及同步脉冲生成。图2示出了频率转换器FCV。频率转换器FCV包括振荡器装置OSC、两个混频器MDG和MIX2、电容器C1、电阻器R1、直流去耦 器DCD、以及相位误差校正器PEC。优选地，将两个混频器MIX1、 MIX2称作具有对称信号输出的双平衡(double-balanced)混频器。例 如，该直流去耦器DCD可以是直流去耦电容器或者具有相对大的时 间常数的直流控制电路的形式。
频率转换器FCV操作如下。该振荡器装置OSC提供了两个振荡
信号同相振荡信号osr以及正交振荡信号osQ。两个振荡信号OSI
和OSQ具有相同的频率，但是具有不同的相位。该正交振荡信号OSQ 在相位上领先于同相振荡信号OSI卯度。两个振荡信号OSI、 OSQ实 质上均没有相位调制。就是说，两个振荡信号OSI、 OSQ是相对纯粹 的载波。例如可以通过可控振荡器获得两个振荡信号OSI、 OSQ，该 可控振荡器具有两倍于两个振荡信号OSI、 OSQ的频率的振荡频率以 及一个或更多个二分频电路。可以说，二分频可以将180度相差转化 为90度相差，90等于180除以2。
该振荡器装置OSC响应于来自图1所示的控制器CTRL的调谐控 制信号TC来实现频率控制。该频率控制使得两个振荡信号OSI、 OSQ 的频率处于以所选电视信号的图像载波为中心的相对窄的频率窗口 内。就是说，调谐控制信号TC所定义的频率控制使得两个振荡信号 OSI、 OSQ的频率接近于图像载波的频率。例如，该频率控制可以通 过可编程频率计数器和多个其它逻辑电路(例如比较电路)而获得。
该振荡器装置OSC、混频器MIX2、电容器C1以及电阻器R1构
成了传统的锁相环。该锁相环锁定到所选电视信号的图像载波。在锁 相条件下，两个振荡信号OSI、 OSQ的频率等于所选电视信号的图像 载波的频率。把处理后的射频谱PRF与正交振荡信号OSQ相混频的 混频器MIX2构成了相位检测器。混频器MIX2提供了两个混频输出 信号。混频输出信号M02a是随着正交振荡信号OSQ与所选电视信 号的图像载波之间的相差的变化而变化的相位检测电流IPD。该相位 检测电流IPD流经构成环路滤波器的电容器Cl和电阻器Rl的串联连 接。该环路滤波器提供了振荡器装置OSC所接收的调谐电压VT。两 个振荡信号OSI、 OSQ的频率随着调谐电压VT的变化而变化。
在锁相条件下，在正交振荡信号OSQ与所选电视信号的图像载波之间存在静态相差。理想情况下，静态相差应该准确地为90度，这表
示在正交振荡信号OSQ与所选电视信号的图像载波之间存在理想的 正交相位关系。不存在正交相位误差。在这种情况下，相位检测电流 IPD将不具有表示所选电视信号的图像载波的幅度调制的任何分量。 明确地说，如果不存在正交相位误差，则混频器MIX2相当于纯粹的 相位检测器。
假设前述静态相差不恰好为90度。存在正交相位误差，这通常由 于传统锁相环电路中的偏移所造成的情况。例如，静态相差可以是89 度而非90度，这意味着正交相差为1度。在这种情况下，混频器MIX2 相当于相位检测器和幅度检测器的组合。该相位检测电流IPD将包括 表示图像载波的幅度调制的分量。该分量将导致两个振荡信号OSI、 OSQ的寄生相位调制。
混频器MIX1和MIX2将处理后的射频谱PRF分别与同相振荡信 号OSI和正交振荡信号OSQ相混频。混频器MIX1提供构成中频谱 IF的同相分量IFi的混频输出信号MOl。除了混频输出信号M02a以 外，混频器MIX2还提供混频输出信号M02b。混频输出信号M02a 构成了上文中所提到的相位检测电流IPD。混频输出信号M02b构成 了中频谱IF的正交分量IFq。
上文中己经说明如果存在正交相位误差，则两个振荡信号OSI、 OSQ可能包括寄生相位调制。混频器MIX1和MIX2将所选电视信号 分别与同相振荡信号OSI和正交振荡信号OSQ相混频。因此，可以 说，将寄生相位调制拷贝到所选电视信号的频移后的版本的伴音载波 上。因此，该伴音载波将具有表示图像载波的幅度调制的寄生相位调 制。该寄生调制将引起由复合基带处理器CBP中的伴音解调器所提供 的音频信号A中的干扰。
该相位误差校正器PEC提供了相位误差校正电流IPEC，该电流 在求和点SP处与相位检测电流IPD结合。因此，该相位误差校正电 流IPEC影响了调谐电压VT，并因此影响了正交振荡信号OSQ的相 位和频率。该相位误差校正电流IPEC减少了可能引起复合基带处理 器CBP所提供的音频信号A中的干扰的正交相位误差。该相位误差 校正将在下文说明。该相位误差校正器PEC接收存在于相位检测电流IPD和调谐电压
VT中的交流分量AC。该直流去耦器DCD从相位检测电流IPD和调 谐电压VT中提取交流分量AC。正交相位误差至少部分地引起交流分 量。如上面所说明的，如果存在正交相位误差，则混频器MIX2将执 行不希望的幅度解调。对图像载波的幅度调制将至少部分地导致相位 检测电流IPD和调谐电压VT中的交流分量AC。混频器MIX2所执行 的不希望的幅度解调具有取决于正交相位误差的增益因数。该正交相 位误差越大，不希望的幅度解调的增益因数越大。因此，该正交相位 误差越大，则针对给定的幅度调制的交流分量AC的幅值越大。
该相位误差校正器PEC检测交流分量AC的幅值是否大于临界 值。如果该幅值小于临界值，则相位误差校正电流IPEC实质上为零 (0)。这意味着该正交相位误差足够小，使得音频信号A中的任意干 扰处于可接受的水平。由于在该情况中相位误差校正电流IPEC实质 上为零(0)，因此相位误差校正器PEC不对电容器C1充电或放电， 因而不会影响调谐电压VT。不存在校正动作。
相反地，在交流分量AC大于临界值时，相位误差校正器PEC对 电容器Cl进行充电或放电。这将使得调谐电压VT分别增大或减小， 而这会改变正交相位误差。相位误差校正器PEC可以从交流分量AC 中导出信息，以确定对电容器充电或放电是否将减小正交相位误差。 相位误差校正器PEC取决于从交流分量AC导出的信息而对电容器进 行充电或放电，直到交流分量AC的幅值小于临界值为止。
备选地，相位误差校正器PEC可以对电容器Cl进行充电或放电， 以及随后评价交流分量AC的幅值是否已经减小或增加。幅值的减小 告知相位误差校正器PEC该校正动作在正确的方向上进行。相位误差 校正器PEC将继续对电容器进行充电或放电。相反地，幅值的增大告 知相位误差校正器PEC该校正动作应在相反的方向上进行。在先前对 电容器C1进行放电的情况下，相位误差校正器PEC随后将对电容器 Cl进行充电，或者在先前对电容器C1迸行充电的情况下，相位误差 校正器PEC随后将对电容器C1进行放电。在任意情况下，正交相位 误差将变得足够小，使得幅度分量的幅值小于临界值。
图3示出了基于交流分量AC而判决应对图2中所示的电容器Cl进行充电还是放电的相位误差校正器PEC的符号敏感实现。该符号敏
感实现包括偏置电路BC、两个比较器CMPll、 CMP12、以及可控电
流源ccs。
该符号敏感实现操作如下。偏置电路BC定义了交流分量AC迭 加于其上的平均值AL。该交流分量AC可以暂时具有高于或低于平均 值AL的值。比较器COMPll检测交流分量AC的值是否大于较高值 UL。比较器CMP11使得可控电流源CCS在交流分量AC的值大于较 高值UL的时间间隔期间提供吸入电流(sink current) IS-。比较器 CMP12检测交流分量AC的值是否小于较低值LL。比较器CMP12使 得可控电流源CCS在交流分量AC的值小于较低值LL的时间间隔期 间提供流出电流(source current) IS+。
该可控电流源CCS因此在交流分量AC超过较高值UL时提供吸 入电流IS-，而在交流分量AC小于较低值LL时提供流出电流IS+。 当交流分量AC处于较低值LL与较高值UL之间时，该可控电流源 CCS实质上不提供任何电流。该平均值AL优选地处于较低值LL与 较高值UL的中心。
图4示出了符号敏感实现提供了适当的校正动作。图4结合了三 个不同的图标为AM的上图、标为AC(^Acp+的中图、以及标为AC@ △ cp-的下图。上图AM表示图像载波的幅度调制，这是负型幅度调制。 中图AC⑥A(p+表示位于给定的正的正交相位误差上的交流分量AC。 下图AC⑥Acp-表示位于给定的负的正交相位误差上的交流分量AC。 这三个图AM、 AC@Acp+、 AC⑥A(p]-具有公共水平轴，该公共水平 轴表示时间T。垂直轴表示迭加形式的幅值M。
该水平轴指示了三个时刻tLn、 tLn+1、 tLn+2，其中每一个时刻均表 示有效行(active line)间隔的开始。图像载波的幅度调制包括要在有 效行间隔期间显示的视频信息。该有效行间隔之前是所谓的消隐间隔。 有效行间隔的开始通常构成了黑到白的过渡。上图AM示出了以在三
个前述时刻tLn、 tU+1、 tLn+2的每个时刻处的负沿的形式而出现的黑到
白的过渡。由于该幅度调制是负型的，因此黑到白的过渡与图像载波 的幅值的突然下降相一致。
中图AC@ A cp+和下图AC@ △ cp-示出了 当存在正交相位误差时，交流分量AC将包括显著的尖峰。黑到白的过渡导致交流分量AC中
的尖峰。正交相位误差越大，则交流分量AC中的尖峰的幅值越大。 理想上，交流分量AC应该为零，因而不包括任何明显的尖峰。如上 所述，如果不存在正交相位误差，则交流分量AC将为零。
中图AC(^Acp+和下图AC(^Acp-还示出了该尖峰具有正号或负 号，这取决于正交相位误差是正还是负。如上所述，如果存在正交相 位误差，则混频器MIX2将执行不希望的幅度解调。不希望的幅度解 调的增益因数的符号取决于正交相位误差的符号。除非另有说明，不 希望的幅度解调将是反相或同相的，这取决于正交相位误差是正还是 负。
中图AC(^Acp+示出了正的正交相位误差相对大的情况。因此， 每个尖峰具有超过比较器CMP11所接收的较高值UL的峰值。比较器 CMP11将使可控电流源CCS在交流分量AC超过较高值UL的每个时 间间隔期间提供吸入电流IS-。因此，相位误差校正电流IPEC将具有 吸入电流脉冲的形式。这些吸入电流脉冲将对图2中所示的电容器Cl 进行放电。这将导致正交振荡信号的负相移。因此，该相位误差校正 器PEC减小了正的正交相位误差。
下图AC(^Acp-示出了负的正交相位误差相对大的情况。因此，每 个尖峰具有小于比较器CMP12所接收的较低值LL的峰值。比较器 CMP12将使可控电流源CCS在交变分量AC小于较低值LL的每个时 间间隔期间提供源电源IS+。因此，相位误差校正电流IPEC将具有流 出电流脉冲的形式。这些流出电流脉冲将对图2中所示的电容器Cl 进行充电。这将导致正交振荡信号OSQ的正相移。因此，该相位误差 校正器PEC减小了负的正交相位误差。
应注意的是，为了简单起见，图4没有示出任何正交相位误差减 小。图4应用于测量相位误差校正电流IPEC时，但是不应用于图2 中所示的求和点SP。除非另有说明，图4示出了关于相位误差校正的
、图5示出了相位误差校正器PEC所执行的正的正交相位误差的减 小。黑和白的过渡引起了交变分量AC中的最左边的尖峰。最左边的 尖峰具有相对大的幅值，这意味着存在相对大的正交相位误差。最左边的尖峰将引起相位误差校正电流IPEC中相对宽的吸入电流脉冲。 如上所述，该吸入电流脉冲将减小正的正交相位误差。因此，在随后 的黑和白的过渡发生时，正的正交相位误差将变小。因此，交流分量
AC中随后的尖峰将具有更小的幅值。因此，随后的尖峰将引起相位 误差校正电流IPEC中较窄的吸入电流脉冲。这将在较小程度上进一 步减小正的正交相位误差。
因此，图5示出了相位误差校正器PEC执行时间离散校正动作， 这逐渐减小了正的正交相位误差。正的正交相位误差变得越小，相位 误差校正电流IPEC中的电流脉冲变得越窄，因而校正动作变得愈加 缓和。在某个意义上说，相位误差校正器PEC提供了软着陆。在稳态 条件下，相位误差校正电流IPEC将包括相对少的电流脉冲，这些脉 冲相对窄。如果存在的话，这些电流脉冲用来补偿任意电流泄漏或其 它寄生直流信号。前述同样应用于相位误差校正器PEC以类似方式而 减小的任意负的正交相位误差。
图6示出了相位误差校正器PEC的自动符号确定实现，其自动确 定了为了减小正交相位误差应对图2中所示的电容器Cl进行充电还 是放电。该自动符号确定实现包括整流器RCT、同步限幅器SLC、开 关SW、两个电容器CMP21和CMP22、与门AND、计数器CNT、以 及数模转换器DAC、两个电阻器R21和R22、以及三个电容器C21、 C22、 C23。
该自动符号确定实现操作如下。数模转换器DAC提供了作为计 数器CNT中的计数值CV的函数的相位误差校正电流IPEC。当计数 值CV等于可以预先定义的中性值时，相位误差校正电流IPEC为零 (0)。当计数值DV超过该中性值时，相位误差校正电流IPEC具有 正号。在这种情况下，数模转换器DAC将流出电流IS+施加到图2中 所示的求和点SP。计数值CV相对于中性值越大，则流出电流IS+越 大。相反地，当计数值CV小于中性值时，相位误差校正电流IPEC 具有负号。在这种情况下，数模转换器DAC将吸入电流IS-施加到图 2中所示的求和点SP。计数值CV相对于中性值越小，则吸入电流IS-越大。因此，相位误差校正电流IPEC是数模转换器DAC响应于计数 器CNT中的计数值CV而提供的连续的吸入电流IS-或连续的流出电流IS+。存在使正交相位误差相对小的适当的计数值范围。当计数值CV处于适当的计数值范围内时，数模转换器DAC所提供的相位误差校 正电流IPEC将在实质上补偿图2所示的锁相环中的不希望的直流信 号。该相位误差校正器PEC自动调整计数器CNT中的计数值CV，直 到计数值CV处于适当的计数值范围内。该数模转换器DAC可以被看 作可控电流源CCS，其被自动地控制，使得存在针对图2中所示的锁 相环中的不希望的直流信号的充分补偿。该自动控制机制将在下文中 加以说明。同步限幅器SLC接收到场同步信号，其构成了由图1中所示的复 合基带处理器CBP中的解调器所提供的同步信号S的一部分。该同步 限幅器SLC提供了指示信号OEI的奇/偶场。指示信号OEI的奇/偶场 是当存在奇场时具有与二进制0相一致的值、而当存在偶场时具有与 二进制1相一致的值的脉冲信号。从奇场到偶场的过渡导致指示信号 OEI的奇/偶场中出现上升沿。整流器RCT对交流分量AC进行整流。因此，整流器RCT提供 了整流后的交流分量RAC。电阻器R21和电容器C21构成了用于对 整流后的交流分量RAC进行平滑的平滑滤波器，以获得交流幅值指 示ACM。比较器CMP21将交流幅值指示ACM与阈值THL进行比较。比 较器CMP21提供了计数激活信号CA，该信号在交流幅值指示ACM 高于阈值THL的情况下为二进制1。否则，该计数激活信号CA为二 进制0。与门AND接收计数激活信号CA和指示信号OEI的奇/偶场。 该与门AND提供了两个前述信号的与运算后的时钟脉冲信号CP。该 计数器CNT在时钟输入端CLK接收时钟脉冲信号CP。因此，如果交流幅值指示ACM高于阈值THL，则计数器CNT接 收指示信号OEI的奇/偶场作为时钟信号。这表示引起交流分量AC的 正交相位误差高于临界值。在这种情况下，与从奇场到偶场的过渡相 对应的指示信号OEI的奇场/偶场中的上升沿使计数器CNT对计数值 CV进行递增或递减，这取决于计数器CNT是处于上计数状态还是下 计数状态。相反地，如果交流幅值指示ACM分量低于阈值THL，则与门AND防止指示信号OEI的奇/偶场到达计数器CNT。这表示该交 流分量AC小于临界值。在这种情况下，该计数器CNT维持计数值 CV。指示信号OEI的奇/偶场把开关SW在两个不同状态之间切换。图 6示出了两个不同状态之一。开关SW在偶场期间具有此状态，而开 关SW在奇场期间具有相反的状态。在图6示出的状态中，整流后的 交流分量RAC通过电阻器R22对电容器C22进行充电。在另一状态 下，整流后的交流分量RAC通过电阻器R22对电容器C23进行充电。 因此，电容器C22提供了表示偶场期间交流分量AC的平均幅值的偶 场幅值指示EFM。电容器C23提供了表示奇场期间交流分量AC的平 均幅值的奇场幅值指示OFM。比较器CMP22将偶场幅值指示EFM与奇场幅值指示OFM进行 比较。该比较提供了对先前的控制动作是处于正确方向还是错误方向 的指示。两个方向都是可能的取决于计数器CNT处于上计数状态还 是下计数状态，计数器CNT将计数值CV递增一个单位或计数器CNT 将计数值CV递减一个单位。这些方向之一将减少正交相位误差，并 将因此减小交流分量AC的幅值。这是正确的方向。另一方向将增加 正交相位误差，并将因此增加交流分量AC的幅值。这是错误的方向。回顾一下，当指示信号OEI的奇/偶场中出现上升沿时(这相当于 奇场与偶场之间的过渡)，计数器CNT可以将计数值CV改变一个单 位。就是说，当该上升沿出现时的最近场是刚刚终止的奇场。偶场先 于这个奇场。假设电容器C23所提供的奇场幅值指示OFM小于电容器C22所 提供的偶场幅值指示EFM。这表示交流分量AC的幅值减小，因而正 交相位误差减小。先前的控制动作处于正确的方向。因此，计数器CNT 应保持上计数状态或下计数状态，无论哪个都适用于在早先的奇场指 示信号中出现前一个上升沿时。此时假设奇场幅值指示OFM大于偶场幅值指示EFM。这表示交 流分量AC的幅值增大，因而正交相位误差增大。先前的控制动作处 于错误的方向。因此，计数器CNT应改变状态计数器CNT应从上 计数状态切换到下计数状态或是从下计数状态切换到上计数状态，其中无论哪种都可应用。当奇场幅值指示OFM小于偶场幅值指示EFM时，比较器CMP22 提供与二进制0相对应的控制方向改变信号CDC。先前的控制动作处 于正确的方向。当偶场幅值指示EFM大于奇场幅值指示时，该控制 方向改变信号CDC与二进制1相对应。先前的控制动作处于错误的 方向。计数器CNT在上/下-控制输入端U/D处接收控制方向改变信号 CDC。如上面所提及的，计数器CNT可以处于上计数状态或下计数 状态。当控制方向改变信号CDC与二进制O相对应时，计数器CNT 保持在上计数状态或下计数状态，其中无论哪种都可应用。相反地， 当控制方向改变信号CDC与二进制1相对应时，计数器CNT将从上 计数状态切换到下计数状态，或是从下计数状态切换到上计数状态， 无论哪种都可应用。最初，当接通相位误差校正器PEC时，计数值CV可以等于中性 值。计数器CNT可以处于上计数状态或下计数状态。无论如何，相位 误差校正器PEC将自动检测上计数状态或下计数状态是否提供了处 于正确方向的控制动作。如果不是，则计数器CNT如上所述地改变状 态。总结参考附图的上述详细描述示出了在多个独立权利要求中列举出的 以下特性。在接收机中，同步电路(MIX2、 OSC、 Cl、 Rl)提供了与 幅度调制信号的载波同步的一组振荡信号(OSI、 OSQ)。这组振荡信 号(OSI、 OSQ)包括实质上相对于幅度调制信号的载波具有卯度相 移的正交振荡信号(OSQ)。正交混频器(MIX2)将正交振荡信号(OSQ) 与幅度调制信号进行混频，以获得正交混频输出信号(M02a)。响应 于正交混频输出信号(M02a)中的交流分量(AC)的幅值变化来调 整振荡信号的相位。上述详细描述进一步示出了从属权利要求中所列举的各个可选特 性。可以将这些特性与前述特性一同应用以产生优点。在下列段落中 突出描述了各个可选特性。每一段都与特定的从属权利要求相对应。相位调整是依靠施加至同步电路(MIX2、 OSC、 CI、 Rl)并响应 于正交混频输出信号(M02a)中的交流分量(AC)的幅值变化而进 行调整的辅助同步控制信号(IPEC)实现的。比较器装置(图3中的CMPll、 CMP12)向辅助同步控制信号 (IPEC)提供了取决于交流分量(AC)是暂时超过较高值(UL)还 是暂时小于较低值(LL)的极性。如果存在的话，可以使用相对简单 的硬件和软件来实现这种相位误差校正，并因此允许成本效益 (cost-efficient)的实现。比较器装置(CMPll、 CMP12)使提供相反极性的输出电流(IS+、 IS-)的可控电流源(CSC)在交流分量(AC)超过较高值(UL)的 时间间隔期间提供一个输出电流(IS+)，而在交流分量(AC)小于较 低值(LL)的时间间隔期间提供具有相反极性的另一输出电流。这也 有助于成本效益。时钟发生器(图6中的SLC)提供定义了可以对辅助同步控制信 号(IPEC)迸行调整的各个控制时刻的时钟信号(OEI)。幅值变化检 测器(SW、 C22、 C23、 CMP22)检测交流分量(AC)的幅值自最近 的控制时刻以来是减小还是增大。取决于交流分量(AC)是减小还是 增大，调整控制器(CNT)分别以与最近的控制时刻相同的方向或相 反的方向来调整辅助同步控制信号(IPEC)。因为可以实现适当的校 正动作，而与幅度调制信号的任意具体特性无关，所以这种相位误差 校正相对可靠且具有鲁棒性。在交流分量(AC)的幅值低于阈值(THL)时，防止该调整控制 器(CNT)调整辅助同步控制信号(IPEC)。由于在实现足够小的相 位误差时辅助同步控制信号保持稳定，这还有助于使接收质量满意。 这防止了该组振荡信号中可能影响信号质量的任意寄生调制。幅值变化检测器(SW、 C22、 C23、 CMP22)在时钟信号(OEI) 具有高电平的时间间隔期间确定交流分量(AC)的平均幅值，以及在 时钟信号(OEI)具有低电平的后续时间间隔期间确定交流分量(AC) 的平均幅值。这允许成本效益实现。该接收机(REC)是用于接收电视信号的电视接收机，该电视信 号交替地包括具有相反符号的场，即奇场和偶场。该时钟发生器(SLC)使时钟信号(OEI)在一个符号的场期间具有低电平，而在相反符号 的场期间具有高电平。这有助于针对以下理由的相对好的电视接收质 量。出现行频率的黑到白的过渡实质上确定了交流分量的幅值。在包 括若干黑到白的过渡的交流分量的场时段上，对交流分量的幅值求平 均。因此，这允许以相对好的精度来确定交流分量的幅值是减小还是 增大。因此，这允许施加到同步电路的辅助同步控制信号的相对精确 的调整。正交混频器(MIX2)形成了同步电路(MIX2、 OSC、 Cl、 Rl)的一部分。这也有助于成本效益。可以以多种不同方式来实现前述特性。为了对此进行阐述，可以 简要地指出一些备选。可以将前述特性应用到任意类型的接收机以产生优点。 一种用于 传统模拟电视信号的接收机仅作为示例。例如，可以将前述特性同样 应用于针对数字通信信号的接收机。重要的是，接收信号包括某种形 式的幅度调制。还应注意的是，根据本发明的相位误差校正可以同样 地应用于除了直接转换接收机以外的接收机中，例如超外差接收机。 这样，可以将该相位误差校正应用于锁相环解调器而非频率转换器。 还应注意的是，可以将如图3所示的符号敏感相位误差校正用于正型 幅度调制(SECAM电视信号)以及负型幅度调制。用于根据本发明的相位误差校正的正交混频器不必构成同步电路 的一部分，尽管这从成本角度来看是有益的。例如，可以对图2中所 示的频率转换器进行如下修改。混频器MIX2由两个不同的混频器代 替提供相位检测电流IPD的相位检测混频器、以及提供中频谱IF 的正交分量IFq的频率转换混频器。这样，可以将直流去耦器DCD 耦合到频率转换混频器的输出，使得相位误差校正器PEC从该混频 器、而不是从构成锁相环电路的一部分的相位检测混频器接收交流分可以以多种不同的方式来实现该同步电路。图2仅示出了相对简 单的示例，在其中电容器C1和电阻器R1将相位检测电流IPD转换成 调谐电压VT。该同步电路可以包括在相位检测器与振荡器装置之间 延伸的更为复杂的信号路径。例如，这种信号路径可以包括可控的放大器以及有源滤波器电路。不必将根据本发明的相位误差校正所提供的辅助同步控制信号与 同步电路所提供的基本辅助同步控制信号相结合，以实现振荡信号组 与幅度调制信号之间的同步。例如，该同步电路可以包括具有多个频 率控制输入的振荡器装置。该振荡器装置可以在不同的频率控制输入 处接收基本辅助同步控制信号以及根据本发明的相位误差校正所提供 的辅助同步控制信号。存在执行根据本发明的相位误差校正的多种方式。图3和图6仅 示出了两个基于硬件的实现。在涉及软件的另一实现中，模数转换器 可以提供正交混频器所提供的交流分量的数字版本。响应于交流分量 的数字版本的变化，适当编程的处理器可以调整辅助同步控制信号。 可以依靠包括一组指令的计算机程序产品来适当地对处理器进行编 程，该指令组使得处理器基于交流分量的幅值变化来执行调整。存在依靠硬件或软件项或两者来实现功能的多种方式。在这个方 面，该附图是极其示意性的，每个附图仅表示本发明的一个可能的实 施例。因此，尽管附图示出了作为不同块的不同功能，这决不排除硬 件或软件的单一项实现若干功能。本发明也不排除硬件或软件项或两 者的组合来实现功能。在这之前所进行的总结说明了参考附图的详细描述例证而非限制 了本发明。存在落入所附权利要求的范围内的多种备选。权利要求中 的任意附图标记不应被理解为限制权利要求。词"包括"不排除权利 要求中所列出的其它元件或步骤的存在。元件或步骤之前的词"一" 或"一个"不排除多个这种元件或步骤的存在。
权利要求
1.一种接收机(REC)，包括同步电路(MIX2、OSC、C1、R1)，用于提供一组与幅度调制信号的载波同步的振荡信号(OSI、OSQ)，所述振荡信号组(OSI、OSQ)包括在实质上相对于幅度调制信号的载波具有90度相移的正交振荡信号(OSQ)；正交混频器(MIX2)，用于将正交振荡信号(OSQ)与幅度调制信号进行混频，以获得正交混频输出信号(MO2a)；以及响应于正交混频输出信号(MO2a)中的交流分量(AC)的幅值变化而对所述振荡信号进行相位纠正的装置(PEC)。
2. 根据权利要求1所述的接收机，其中，所述，相位纠正装置包 括被耦合用于向所述同步电路(MIX2、 OSC、 Cl、 Rl)施加辅助同步 控制信号(IPEC)的相位误差校正器(PEC)，所述相位误差校正器(PEC)包括响应于正交混频输出信号(M02a)中的交流分量(AC) 的幅值变化而调整所述辅助同步控制信号(IPEC)的装置。
3. 根据权利要求2所述的接收机(REC)，所述相位误差校正器 (PEC)包括比较器装置(CMP11、CMP12)，所述比较器装置(CMP11、CMP12)用于向辅助同步控制信号(IPEC)赋予极性，该极性取决于 交流分量(AC)是暂时超过较高值(UL)还是暂时小于较低值(LL)。
4. 根据权利要求3所述的接收机(REC)，所述相位误差校正器 (PEC)包括用于提供相反极性的输出电流(IS+、 IS-)的可控电流源(CSC)，将所述比较器装置(CMP1K CMP12)布置为使所述可 控电流源(CSC)在交流分量(AC)超过较高值(UL)的时间间隔 期间提供一个输出电流(IS+)，而在交流分量(AC)小于较低值(LL) 的时间间隔期间提供具有相反极性的另 一 输出电流。
5. 根据权利要求2所述的接收机(REC)，所述相位误差校正器 (PEC)包括时钟发生器(SLC)，用于提供定义了可以对辅助同步控制信号 (IPEC)进行调整的各个控制时刻的时钟信号(OEI);幅值变化检测器(SW、 C22、 C23、 CMP22),用于检测交流分量 (AC)的幅值自最近的控制时刻以来是减小还是增大；以及调整控制器(CNT)，用于在与最近控制时刻相同的方向或是相反 的方向上调整辅助同步控制信号(IPEC)，这取决于交流分量(AC) 是减小还是增加。
6. 根据权利要求5所述的接收机(REC)，所述相位误差校正器 (PEC)包括控制激活电路(CMP21、 AND),所述控制激活电路 (CMP2K AND)用于在交流分量(AC)的幅值小于阈值时防止所述调整控制器(CNT)对辅助同步控制信号(IPEC)进行调整。
7. 根据权利要求5所述的接收机(REC)，所述幅值变化检测器 (SW、 C22、 C23、 CMP22)包括用于在时钟信号(OEI)具有高电平的时间间隔期间确定交流分量(AC)的平均幅值、以及在时钟信号 (OEI)具有低电平的时间间隔期间确定交流分量(AC)的平均幅值 的装置(C22、 C23)。
8. 根据权利要求5所述的接收机(REC)，所述接收机(REC)是 用于接收电视信号的电视接收机(REC)，所述电视信号交替地包括具 有相反符号的奇场和偶场，将所述时钟发生器(SLC)布置为使时钟 信号(OEI)在具有一个符号的场期间具有低电平，而在具有相反符号的场期间具有高电平。
9. 根据权利要求1所述的接收机(REC),所述正交混频器(MIX2) 形成了所述同步电路(MIX2、 OSC、 Cl、 Rl)的一部分。
10. —种接收机(REC)中的相位误差校正方法，所述方法包括 提供一组与幅度调制信号的载波同步的振荡信号(OSI、 OSQ)，所述振荡信号组(OSI、 OSQ)包括在实质上相对于幅度调制信号的载波具有卯度相移的正交振荡信号(OSQ);将正交振荡信号(OSQ)与幅度调制信号进行混频，以获得正交 混频输出信号(M02a);以及响应于正交混频输出信号(M02a)中的交流分量(AC)的幅值 变化，对所述振荡信号进行相位校正。
11. 一种用于接收机(REC)的计算机程序产品，所述计算机程序 产品包括一组指令，当把所述指令组加载到所述接收机(REC)时，使得所述接收机(REC)能够执行根据权利要求IO所述的方法。
12.—种视听系统，包括根据权利要求1所述的接收机(REC);以及视听呈现设备(AVD)，用于对所述接收机(REC)从接收信号中 导出的信号进行呈现。
全文摘要
在接收机中，一种同步电路(MIX2、OSC、C1、R1)提供了一组与幅度调制信号的载波同步的振荡信号(OSI、OSQ)。这组振荡信号(OSI、OSQ)包括在实质上相对于幅度调制信号的载波具有90度相移的正交振荡信号(OSQ)。正交混频器(MIX2)将正交振荡信号(OSQ)与幅度调制信号相混频，以获得正交混频输出信号(MO2a)。相位误差校正器(PEC)向应于正交混频输出信号(MO2a)中的交流分量(AC)的幅值变化来调整振荡信号的相位。
文档编号H02B1/30GK101233679SQ200680027576
公开日2008年7月30日 申请日期2006年7月26日 优先权日2005年7月29日
发明者罗伯·弗特鲁因, 胡伯特斯·J·F·玛斯 申请人:Nxp股份有限公司