专利名称：具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的制作方法
技术领域：
本发明有关一种回扫电压变换器，特别是具有自驱动式同步整流器的回扫电 压变换器。
背景技术：
传统的回扫电压变换器(flyback converter)主要利用变压器以及二极管作为 整流器，又称为二极管整流器，用以将电源的能量传输至外部负载电路。变压器电 路具有分离的初级线圈(primary winding)及次级线圈(secondary winding)，其中 初级线圈用以连接外部电源，而次级线圈是一感应线圈，用以感应初级线圈的磁通 量(magnetic flux)变化而生感应电压，连接整流器(rectifier)形成电源电路 (power circuit),用以驱动外部负载电路(load)。
请参考图l，其所示为传统回扫电压变换器的电路。变压器io具有相互分离 的初级线圈Lp及次级线圈Ls，初级线圈Lp用以连接外部电源(power source), 而次级线圈Ls，经由电源电路(power circuit)后，连接外部负载电路(load)。图 中初级线圈Lp及次级线圈Ls上的黑点表示同极性(同时为正极或负极)。
次级线圈Ls连接二极管Dl以形成电源电路，其中二极管D1用以整流，又称
为二极管整流器。电源电路的一输出端为电压输出端，另一端为接地端，于电压输 出端及接地端之间跨接电容Co，称为负载电容(load capacitor)。
首先介绍外部电源的供电方式，其通常区分为连续导通模式(continuous conduction mode, CCM)及不连续导通模式(discontinuous conduction mode, DCM)。 连续导通模式仅为不连续导通模式的特例，以下说明不连续导通模式。其中输入电 压以周期性方式供电，时间标为t，其定义如下
1.首先为开启期间，记为T。
(0 < t < T。J ，此期间内外部电源施电压Vi(V,二HIGH) 于初级线圈LP，初级线圈Lp储能，通过初级线圈Lp线圈的电流渐增至最大值，次 级线圈L无电流。
2. 接着为重置期间，记为Tr(T。,， < t < T。
+Tr)，此期间内外部电源关闭，次 级线圈L释能，通过次级线线圈Ls的电流is由最大渐减至O，初级线圈Lp受反射
义
输出电压(reflected output voltage)乂，其中Np及Ns分别初级线圈Lp
及次级线圈Ls的线圈数，初级线圈U的电流 形成于初级电感及初级线 圈LP的封闭回路中，但通过初级开关的电流' = 0 。
3. 最后为延迟期间，记为Tdead :TS - T。n - Tr (T。 +Tr < t < Ts)，其中Ts表示 开关一周期的期间，此期间内外部电源关闭(VfO)，次级线圈Ls不再释能，无电流 通过初级线圈U及次级线圈Ls。
当感应电流未降至O(释能未完全)，下一个周期即开始，则称为连续导通模式。 配合图l，以下说明回扫电压变换器的作动原理。
开启期间内，初级线圈Lp及次级线圈Ls上标示黑点的端点为高压端，二极管 D,为反向偏压，电源电路未导通，由负载电容C。提供外部负载电路的电压V。。
重置期间，初级线圈U及次级线圈L上标示黑点的端点为低压端，二极管D, 为顺向偏压，电源电路导通，电力于负载电容C。及外部负载电路。
延迟期间，初级线圈Lp及次级线圈L上的电压为O， 二极管D!为反向偏压-V。 关闭，由负载电容C。提供外部负载电路的电压V。。
此种回扫电压变换器的缺点在于二极管整流器将导致严重的导通损失 (conduction loss)。为降低导通损失， 一般采用同步整流器以替代二极管整流器， 例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field effect transistor, M0S)常被用来作为同步整流器，其实施电路请参考图2。
比较图2与图1所示的回扫电压变换器的电路，其不同处在于采用n-M0S晶 体管(n型金属氧化物半导体场效应晶体管)M工替代二极管，作为同步整流器，但此 种设计需用集成电路控制器(controller) IC以控制n-M0S晶体管M!的导通。
另有相似的回扫电压变换器的设计，请参考图3，其与图2电路的不同处在于 n-M0S晶体管M,连接于负载线圈的接地端。图3所示的回扫电压变换器称为低压端 驱动回扫电压变换器(low side driven flyback converter),而图2电路的回扫 电压变换器称为高压端驱动回扫电压变换器(high side driven flyback converter)。此类设计，因利用集成电路控制器IC而增加了电路的复杂度及成本。
为降低导通损失、电路的复杂度及成本，利用不同的电路以制造回扫电压变 换器，仍有其需求。
发明内容
本发明的一目的是降低回扫电压变换器的导通损失，其利用同步整流器以控 制次级电源线圈的导通。
本发明的另一目的是降低回扫电压变换器电路的复杂度，其利用次级驱动线 圈连接一开关控制器，用以接收电压检测电路的检测信号，开关控制器依据此检测 信号控制开关的输出信号，进而决定开启或关闭同步整流器。
为达上述目的，本发明的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其包含 变压器、二极管、电压检测电路、开关控制器、开关及同步整流器。变压器包含初 级线圈、次级驱动线圈及次级电源线圈。初级线圈用以连接外部电源。次级电源线 圈连接同步整流器构成电源电路，电源电路的输出端包含一接地端(低压端)， 一端 为电压输出端(高压端)，电压输出端及接地端间跨接输出电容。次级驱动线圈串接 二极管、开关控制器及开关以形成驱动电路，开关控制器连接于电压检测电路以接 收电压信号，其中电压检测电路用以检测电源电路的电压，并传送电压信号给开关 控制器，用以控制开关，进而令开关开启或关闭同步整流器。
图1所示为现有技术的回扫电压变换器的电路图。
图2所示为现有技术的高压端驱动回扫电压变换器的电路图。 图3所示为现有技术的低压端驱动回扫电压变换器电路图。 图4所示为本发明一实施例的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器电路 示意图。
图5所示为本发明一实施例的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的驱 动电路示意图。
图6所示为本发明一实施例的高压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换 器电路示意图。
图7所示为本发明一实施例的低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换 器电路示意图。
图8所示为本发明一实施例的低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换 器电路图。
图9所示为本发明一实施例的同步整流器，其中以PNP双极晶体管及二极管
作为同步整流器。
具体实施例方式
以下将配合附图对本发明的较佳实施例进行详细说明以阐明本发明的精神。
请参考图4，图中示出本发明一实施例的回扫变压器(transformer)100电 路，其包含初级线圈(primary winding)Lp、次级驱动线圈(secondary driving winding)Ld及次级电源线圈(secondary power winding)^,其中初级线圈Lp 用以连接外部电源Vi。
次级电源线圈L连接电源电路(power circuit),电源电路的输出包含电 压输出端Vn(高压端)以及接地端(低压端)，用以提供外部负载电路(load)(图 上未示)的电压，于电压输出端V。及接地端间跨接一负载电容(load capacitor) C。用以稳压。次级驱动线圈Ld串接驱动电路，驱动电路连接电压检测电路500 及电源电路，分别用以接收检测信号及导通或断开电源电路。
电压检测电路500检测电源电路的电压，并传送检测信号给驱动电路，驱 动电路再依据此检测信号决定导通或断开电源电路。
图5为根据本发明的一实施例说明初级线圈Lp、次级驱动线圈L"驱动电 路以及电压检测电路500的示意图。驱动电路包含二极管D2、开关控制器400 及开关200。幵关控制器400具有输入端410、检测端430及输出端420，幵关 200具有第一电压连接端220、第二电压连接端230及信号输出端240。
次级驱动线圈Ld的第一端连接二极管D2的正极，二极管D2的负极连接开 关控制器400的输入端410，开关控制器400的输出端420连接开关200的第 一电压连接端220，开关控制器400的侦侧端430连接电压侦侧电路500。开 关200的第二电压连接端230连接次级驱动线圈Ld的第二端及电源电路上的同步整流器的流入端，而开关200的信号输出端240连接同步整流器的控制端(图 中未示)，如此可导通或关闭电源电路。另外，开关控制器400的输入端410 与次级驱动线圈Ld第二端间连接电容d，用以稳压并避免开关控制器400浮接 而受损害。
电压检测电路500可检测电源电路上同步整流器的流入端及流出端的跨 压，本实施例中，其包含并联的二电阻Ra、 R,，分别连接同步整流器的流入端 及流出端的电压(图中未示)，因次级驱动线圈Ld的第二端连接于同步整流器的 流入端，故将电阻R3连接于次级驱动线圈L的第二端，如图中所示。
当同步整流器300导通时，流入端320及流出端330如同短路，电压检测 电路500的二电阻R3、R,由并联端传送给开关控制器400的检测端430低电位， 而令开关开关控制器400开启开关200;当同步整流器300不导通时，流入端 320及流出端330则为开路，而传送给开关控制器400的检测端430高电位， 而令幵关开关控制器400关闭开关200。
图6为根据本发明的一实施例说明高压端具有自驱式同步整流器的回扫电 压变换器的初级线圈Lp、次级驱动线圈Ld、驱动电路、次级电源线圈L、电源 电路及电压检测电路500的示意图。如图所示，电源电路包含同步整流器300， 同步整流器300具有控制端310、流入端320及流出端330，次级电源线圈L, 连接流入端320，流出端330连接至电压输出端V。。
驱动电路的开关200的信号输出端240连接同步整流器300的控制端310， 并将开关200的第二电压连接端230连接于同步整流器300的流入端320及次 级电源线圈的第二端。
电压检测电路500连接于开关控制器400的检测端430，其包含并联的二 电阻R3、R4，分别连接于电源电路的同步整流器300的流入端320及流出端330。
根据上述实施例，于电源供电周期内，利用开关控制器400的检测端430 的电压变化，控制输入端410及输出端420是否导通，借以控制第一电压连接 端220与第二电压连接端230间的电压变化，进而控制开关200的信号输出端 240的电位信号。当信号输出端240连接于电源电路上的同步整流器300时， 电位信号将可控制同步整流器300的流入端320与流出端330是否导通。若同
步整流器300的控制端310被开启且流入端320的电压高于流出端330的电压 时，电流由流入端320流向流出端330，次级电源线圈L经由同步整流器300 充电能于负载电容C。并驱动外部负载电路(图上未示)。若同步整流器300的 控制端310被关闭时，流入端320及流出端330为断路，电源电路形成不导通， 由负载电容C。驱动外部负载电路。
图7为根据本发明的一实施例说明低压端具有自驱式同步整流器的回扫电 压变换器的初级线圈Lp、次级驱动线圈L、驱动电路、次级电源线圈L)、电源 电路及电压检测电路500的示意图。与高压端具有自驱式同步整流器的回扫电 压变换器的电源电路相比较，低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器 的电源电路中的同步整流器300的流入端320串接于接地端(低压端)上，流出 端330连接次级电源线圈L,，控制端310连接开关200的信号输出端240。本 实施例的控制端的开启与关闭与高压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变 换器的电源电路相同，于此不再赘述。
要说明的是，于一实施例中，利用N(P)型金属氧化物半导体场效应晶体管 (n/p-channel metal oxide semiconductor field effect transistor, n/p-M0S)、 N ( P )型接面场效应半导体(p/n-channel junction field effect transistor, p/n-JFET)或PNP (NPN)双极晶体管(p叩/叩n bipolar junction transistor, p叩/叩n-BJT)作为同步整流器时，栅(基)极作为控制端310，并 依据晶体管源(发射)极与漏(集电)极的特性分别定义流入端320及流出端 330。
例如，以n-MOS作为高(低)压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器 的同步整流器，其控制端310、流入端320以及流出端330分别为n-M0S晶体 管的栅极、源极以及漏极，电压检测电路是检测n-M0S晶体管的源-漏极间的 本体二极管(body diode)的跨压。
又如，利用PNP或NPN型双极晶体管作为同步整流器，因无如MOS晶体管 的本体二极管的特性，需外接一二极管提供跨压，其连接方式是将二极管的正 极及负极分别连接流入端320及流出端330。如一实施例中，利用PNP型双极 晶体管作为同步整流器时，以其基极、集电极及发射极作为控制端310、流出
端330及流入端320，于流入端320(发射极)及流出端330 (集电极)之间跨接二 极管。
接着，图8所示为一低压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器实施 例的电路图。如图所示，同步整流器300为一n-M0S晶体管M2。
开关200以一互锁型电路作为，互锁型电路包含一NPN双极晶体管Q,、PNP 双极晶体管Q2、 二电阻仏、R2。晶体管Q,的发射极连接晶体管Q2的发射极且连 接点定义为信号输出端240。 二晶体管Q,、 Q2的基极相接，电阻R,跨接在晶体 管Q,的集电极与基极之间，且电阻R2跨接在晶体管Q2的集电极与基极之间。晶 体管Q,及晶体管Q2的集电极分别定义为第一电压连接端220及第二电压连接端 230。
开关控制器400为一PNP双极晶体管Q3，其发射极、基极及集电极分别被 定义为输入端410、检测端430及输出端420。
电压检测电路500包含并联的二电阻R3、 R4，并联端连接于开关控制器400 的检测端430(双极晶体管Q:,的基极)，电阻R3、 R,分别连接于同步整流器300 的流入端320及流出端330(n-MOS晶体管M2的源极与漏极)。
根据电源供电的一周期内的电路的导通情况，电源供电供电周期区分为开 启期间、重置期间以及延迟期间(定义已于先前技术中描述)。当应用上述实施 例时，其各区间的导通描述如下
开启期间乙(0 < t <乙)二极管D2受反向偏压(reverse biased)而形 成断路，电容Ci施电压于双极晶体管Q:,的发射极，分压电阻R^与R:,施偏压于 其基极，因n-MOS晶体管M2的本体二极管受反向偏压(reverse biased)而形成 断路，使其漏极处于高电位，进而使双极晶体管Q3的基极电位高于其发射极电 位，双极晶体管Q3的发射极与基极受反向偏压而关闭，开关200的双极晶体管 Q,亦关闭，n-MOS晶体管M2被关闭。即使n-MOS晶体管M2的栅极积存电荷，也 会很快的经由开关200的晶体管(32及电阻R2而释放，使n-MOS晶体管Ma的栅源 二极的跨压降为0(V(;S=0)，而关闭n-MOS晶体管M2，电源电路不导通，由输出 电容C。驱动外部负载电路的电压V。。因此，在开启期间T。。 (0 < t < T。J内，
电流由n-M0S晶体管M2的栅极流向晶体管Q2，即开关200的信号输出端240提 供低电压信号。
重置期间Tr (T。n < t < T。
+Tr): 二极管D2受顺向偏压(forward biased) 而导通，因n-MOS晶体管M2的本体二极管受顺向偏压(forwardbiased)而导通， 使其漏极处于低电位，分压电阻R4与R3施于双极晶体管Q3的基极的电压低于电 容d施于双极晶体管Q3的发射极的电压，双极晶体管Q3的发射极与基极受顺向 偏压而导通，开关200的双极晶体管Qi也导通，电流由开关200的流入端220， 经由电阻R,，开启晶体管Q,，进而在开关200的信号输出端240提供高电位， 此高电位使n-MOS晶体管M2被开启，因而导通n-MOS晶体管M2的源极(流入端 320)与漏极(流出端330),电源电路形成通路。因此，在重置期间TV (T。n < t < T。n+T,)内，电流由晶体管Q,流向n-MOS晶体管M2的栅极，即开关200的信号 输出端240提供高电压信号。
延迟期间Tdtad (T。 +Tr 〈 t < T。n+Tr+Tdead):初级线圈Lp、次级驱动线圈Ld 以及次级电源线圈L,不再释能且无电流通过，此时二极管D2无偏压而形成断路， n-MOS晶体管M2被关闭，电源电路不导通，由输出电容C。驱动外部负载电路的
电压V。。
另一实施例是利用PNP双极晶体管作为同步整流器300时，需外接二极管， 以产生流入端320及流出端330的跨压，其同步整流器的实施例如图9所示。
高压端具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器的原理同低压端具有自 驱式同步整流器的回扫电压变换器，仅需注意同步整流器的极性需连接正确， 此不再赘述。
综上所述，利用次级驱动线圈形成一驱动电路，驱动电路上的开关控制器 受电压检测电路的检测信号以控制开关，进而可开启或关闭电源电路上的同步 整流器，即利用驱动电路开启或关闭电源电路，如此完成具有自驱式同步整流 器的回扫电压变换器。
以上所述的实施例仅是说明本发明的技术思想及特点，其目的在使熟悉本 技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，当不能以其限定本发明的专利 范围，即凡是根据本发明所揭示的精神所作的均等变化或修饰，仍应涵盖在本 发明的专利范围内。
权利要求
1.一种具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，包含一回扫变压器，具有一初级线圈、一次级驱动线圈以及一次级电源线圈，其中该初级线圈连接一外部电源借以输入电压；一电源电路，其由该回扫变压器的该次级电源线圈串接一同步整流器所构成，以提供一电压输出端及一接地端，并于该电压输出端及该接地端之间跨接一电容，其中该同步整流器具有一控制端、一流入端及一流出端，该流入端与该流出端串接于该次级电源线圈，该控制端接收一控制信号以导通或断开该流入端及该流出端；一驱动电路，其由该回扫变压器的该次级驱动线圈串接一二极管、一开关控制器及一开关所构成，其中该开关控制器具有一输入端、一输出端及一检测端，该开关具有一第一电压连接端、一第二电压连接端及一电压信号该输出端，该开关第一电压连接端连接该开关控制器的输出端，该开关控制器的输入端连接该二极管的负极，该二极管的正极连接该次级驱动线圈的第一端，该次级驱动线圈的第二端连接该开关的该第二电压连接端及该同步整流器的该流入端，以及该开关的该电压信号输出端连接该同步整流器的该控制端，用以提供该控制信号，并于该开关控制器的输入端与该次级驱动线圈的第二端间跨接一第二电容，用以稳压；以及一电压检测电路，连接该开关控制器的该检测端及该电源电路，用以检测该同步整流器的流入端与流出端间的跨压，及传送检测信号给该开关控制器。
2. 根据权利要求1所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其特征 在于其为一高压端自驱回扫电压变换器或一低压端自驱回扫电压变换器，其中该同步整流器串接于该次级电源线圈与该电压输出端之间称为该高压端自驱回扫电压 变换器，若串接于该次级电源线圈与该接地端之间，则称为该低压端自驱回扫电压 变换器。
3. 根据权利要求1或2所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其 特征在于该开关包含一NPN双极晶体管， 一第一电阻跨接该NPN双极晶体管的集电极与基极，该 NPN双极晶体管的集电极定义为该第一电压连接端；以及 一PNP双极晶体管， 一第二电阻跨接该PNP双极晶体管的集电极与基极，并将该PNP双极晶体管的基极与发射极分别连接于该NPN双极晶体管的基极与发射 极，其中该PNP双极晶体管的集电极定义为该第二电压连接端，二晶体管发射极的 连接点定义为该电压信号输出端。
4. 根据权利要求1或2所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其 特征在于该同步整流器是N型金属氧化物半导体场效应晶体管、P型金属氧化物半 导体场效应晶体管、N型接面型场效应晶体管、P型接面型场效应晶体管、NPN双 极晶体管或PNP双极晶体管，其中NPN双极晶体管或PNP双极晶体管需外接一第二 二极管。
5. 根据权利要求1或2所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其 特征在于该幵关控制器为一PNP双极晶体管，其发射极、基极及集电极分别为该输 入端、该检测端及该输出端。
6. 根据权利要求1或2所述的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器，其 特征在于该电压检测电路是并联的二电阻，其并联端连接该开关控制器的检测端， 该二电阻的另一端分别连接该同步整流器的该流入端及该流出端。
全文摘要
一种具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器利用晶体管为次级整流器替代传统二极管整流器，以降低导通损失。然而，晶体管必须被适当的栅极驱动器驱动，传统采用他驱式栅极驱动器以集成电路实现，复杂且昂贵，而一般自驱式栅极驱动器电路仍太过复杂。本发明所揭露的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器由次级驱动线圈串接二极管、开关控制器及开关构成驱动电路以作为自驱式栅极驱动器，其中，开关控制器决定开启或关闭开关；利用一电压检测电路连接于开关控制器，其可检测连接于次级线圈的同步整流器的电压用以控制开关控制器；因此，本发明的具有自驱式同步整流器的回扫电压变换器可有效的简化电路复杂度并降低成本。
文档编号H02M7/12GK101359878SQ200710141359
公开日2009年2月4日 申请日期2007年7月30日 优先权日2007年7月30日
发明者余金生, 王志良 申请人:洋鑫科技股份有限公司;王志良