专利名称：在电流瞬变期间保持最大平电压的脉冲宽度调制序列的制作方法
技术领域：
本发明一般在控制系统的领域中。更明确地说，本发明在控制系统中的脉冲宽度调制使用领域中。本说明书这里以数字受控电源而举例说明本发明，该数字受控电源在有宽范围电流瞬变的情况下实现电压调节。
背景技术：
最近，半导体集成电路制造过程的进步已经导致集成电路要求用于各种部分的分离电源，这些分离电源包括用于输入/输出衰减器环路
的电压、和用于数字芯部的第二独特电源电压。尽管这种进步带来减小芯部功率消耗的优点，但出现这些添加电压的调节问题。随着系统级芯片技术的出现，这些装置的设计者才开始提出用来调节多电源域
级芯片的这种要求。美国专利6,940,189提出了 一种数字开环脉冲宽度调制控制系统的实施，作为降低成本和提高整个系统级芯片解决方案的功率效率的最佳装置。上述参考专利没有解决在开关^^莫式电源的阶跃响应中的超调问题，该开关模式电源供电芯部(core)电压域。美国专利申请11/549,586介绍了一种产生近临界阻尼阶跃响应的脉冲宽度调制序列，该近临界緩沖阶跃响应解决了在电压瞬变期间的超调问题，以及建议将同一算法用于电流瞬变。然而，电流瞬变范围和设备元件参数范围的限制存在，超越这些限制，在参考专利申请11/549,586内的算法维持得比最大平电压小。
因此，存在有对于新颖脉冲宽度调制算法的需要，该新颖脉冲宽度调制算法适用于宽范围的设备元件值和输出电流的较大变化数值，并因而克服了响应电流瞬变的电压不稳定问题，由此提供供电负载的最大平电压，这些负载典型地要求精确调节，如半导体芯部。
发明内容
本发明指向 一种新颖但容易理解的算法，该算法借助于由本技术领域的普通控制工程师普遍使用的工具实施。本发明描绘一种产生特定脉冲宽度调制序列的简单算法，该特定脉沖宽度调制序列在二阶或更高阶线性或非线性系统中维持最大平电压，该二阶或更高阶线性或非线性系统否则响应电流瞬变将呈现显著的电压不稳定性。本发明在集成多个电源电压域的半导体芯片时举例说明算法的使用，该多个电源电压域具有开环或闭环开关模式直流-直流变换器，以得到最佳功率节省、及最小热量耗散和元件成本。
另外，本发明不限于对于示范系统的应用。本发明可以应用于在
何二阶或更高阶系统的控制。在数学相似的脉冲开环控制下的任何电气、机械或机电系统特别可以从本发明受益，借此，没有本发明，开环控制可能导致不能接受的输出不稳定性，因而使这样一种布局是不希望的，并且这样的开环布局的成本利益和实施的容易不可实现。本
发明仅设置+/-10%容差的控制设备元件值的使用的设计要求和系统
负载的合理准确估计，依据控制系统的负载调节规格和设备参数具有
+/-20%的容差。
图l表明按照本发明一个实施例的示范结构的示意图。
图2表明描述脉冲序列的一般公式，该脉冲序列在实际系统中在
任何方向上在电流瞬变期间导致最大平电压。
图3表明在电流瞬变期间假想系统输出电压的两种时域曲线。图4表明在本发明 一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能
过渡的时域曲线。
图5表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能
过渡的时域曲线。图6表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能 过渡的时域曲线。
图7表明在本发明 一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能 过渡的时域曲线。
图8表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能 过渡的时域曲线。
图9表明在本发明一个实施例的控制下工作的示范系统中的可能 过渡的时域曲线。
具体实施例方式
本发明涉及一种在固有欠阻尼系统中在电流瞬变期间使用脉冲 宽度调制技术来维持最大平电压的控制系统和算法。如下描述包含关 于本发明的各个实施例和实施方式的具体信息。本领域的技术人员将 认识到，人们可以按与在本说明书中明确地描绘的不同的方式实践本 发明。如下附图和它们的伴随详细描述用作本发明的仅仅示范性的而 不是限制性的实施例。
图l表明本发明示范实际实施例的示意图。块100代表在本发明 的示范实施例中用设备元件的物理模型实施的控制设备。在块IOO内 的示范实施例包括典型的降压开关模式电源元件，这些元件构成本领 域的技术人员熟知的典型并联谐振LRC电路。在块100中，来自标 为Vgdrvr 101的脉冲宽度调制控制器的模型的输出驱动物理晶体管 104、 105的栅极。称做Vswl06的节点连接标为L107的电感器和标 为C 109的输出电容器，该电感器和电容器形成能量存储和滤波元件， 这些元件把切换的Vin 103变l灸成标为Vcore 108的直流输出。Vcore 108向负载供电，该负载在这个示范实施例中为半导体芯部，该半导 体芯部对于其离散预定功率状态的每一种抽取各种电流量的一种，在 块100中建模为标有Rlll的电阻器以及标有ILoad 110的分段线性 时域模型负载。示意块100对地102直接地或通过直接联接元件间接 地给所有元件加附图标记。参考专利申请11/549,586解释了两种情形，用于在这样一种模型IOO和类似系统中从一种离散预定功率状态到下
一个的电压和电流过渡的欠阻尼和临界阻尼响应。此外，本发明扩展 脉冲宽度调制序列的规格，以指向在存在从一种离散预定功率状态到 下一个的宽数值范围的任一个的电流变化的情况下尽可保持不变的输
出电压Vcore 108的特性。
图2重述来自参考专利申请11/549,586的公式200，来自栅极驱 动器和脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101的输出信号的一般形式。在公 式200中，变量Xm(t)标识描述从脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101输 出的脉冲的时域函数，该脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101对于在参考 专利申请11/549,586中的电路导致临界阻尼阶跃响应。这里在本发明 的本说明书中，图2的公式201扩展公式200，从而借助于公式201， Xm(t)现在可以提供在电流瞬变期间最大平输出电压Vcore 108形式的 增强响应。参考说明书和本发明的说明书都具有通常定义的大部分变 量和系数，除在这个段落和以后段落中提到的之外。
在公式200至206中的下标m是指对于在m指示的系统状态中 的每种过渡与唯一输入x"t)相关联的唯一响应ym(t)，其中p指示离 散功率状态。因而，这些公式描述对于从任何离散功率状态p行进到 任何下个功率状态p+l的任何任意过渡m维持最大平输出电压Vcore 108的手l殳。
在公式200和201中，Vswl06代替Vin 103，因为参考专利申请 11/549,586引入补偿通过物理切换元件的动态损失的系数，Ade(p)，并 因而允许公式200和201保持在公式中给出的数学精度，否则对于整 个系统分析包括Vin 103。
离散变量n，在公式200和201中的求和指标，代表计数切换周 期Tsw的离散时间指标，该切换周期Tsw是切换频率的倒数。n的值 等于零与在任何时间t0处发生的功率状态过渡的开始相重合，不必假 定过渡在t-O处发生。参考美国专利6,940,189认定，这样一种系统的 设计者完全特征化负载，该负载对于在发展下的示范系统是在过程、 温度、及输入电流和电压的所有容限中工作的半导体芯部。因而公式201引入离散变量no，借此脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101可以预测
在由用于no的负值数学定义的功率状态下的预定过渡，并由此提供适
当脉冲序列以保证跨过电流瞬变的最大平电压。参考专利申请
11/549,586引入离散变量nn该离散变量指示其中工作循环初始呈
现其最终值以便得到希望电压增益给定值的切换周期Tsw的整数。在
参考专利申请11/549,586中，发明人认定，等于ih乘以在给定值脉冲
宽度处的Tsw的这个初始持续时间段提供启动近临界阻尼阶跃响应的
精确功率量。用于本发明的本说明书现在声明，等于w乘以在给定值
脉冲宽度处的Tsw乘以AIerr(m)(补偿影响其它恒定电压的极值电流瞬
变的系数)的初始持续时段，如在公式201中应用的那样，现在提供
保证最大平电压的精瑜功率量。本说明书以后将进一步描述AIerr(m)。
在公式200和201中的离散变量112表示指数定标函数的施加与人们把
定标施加到工作循环上的时间的时间偏移。因此在/>式200和201中
的离散变量1^和112分别实现时间域的粗和细调谐的产生目的，以将
系统电流瞬变响应， 一旦被调谐，就带到更接近最大平电压。人们可
以将值N (在Z/^式200和201中求和的实际上限)-f见作与当对于在脉
沖宽度调制控制器Vgdrvr 101精度内脉冲宽度已经到达希望给定值
脉冲宽度时重合的切换周期Tsw的数量。例如，指数定标函数 <formula>formula see original document page 10</formula>其中e表示等于自然对数的基数的常数，当
n+n2=N时等于99%,在该时间点(n+n2)Tsw处，脉冲宽度以不好于1% 的精度已经达到用于脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101的希望给定值 宽度的99%。
尽管在其最严格数学意义上，u(t)不能满足函数的要求，但工程 师已经将u(t)称作单位阶跃强制函数，作为广泛接受的技术，并且本 说明书将在下文中以这样一种常规方式使用u(t)。
图2的公式200和201呈现定义为脉冲宽度的周期的TSet(p)，该 周期提供用于给定离散功率状态p的希望给定值。对于开环控制系统，
Tset(p)等于切换周期Tsw乘以理想电压增益Av(p)乘以动态误差补偿系
数(在参考专利申请11/549,586中所给出的ADE(P)。参考专利申请11/549,586把理想电压增益Av(p)定义为等于Vcore 108除以Vin 103， 假定没有通过物理切换元件的损失。参考专利申请11/549,586也把
ADE(p)定义为补偿由来自在所述切换元件中的非理想物理特性的功率
损失引起的动态误差的系数，在过渡已经安置到下个离散功率状态的 稳态之后等于Vcore 108除以量Vin 103乘以Av(p)。上述系数的两个 在给定系统中都作为多个特例存在， 一个对于由指标p唯一标示的每
个离散功率状态。对于闭环控制系统，Tset(p)等于切换周期Tsw乘以理
想电压增益Av(p)乘以动态误差补偿系数，Ade(p)乘以Atp(p)。系数Atp(p) 包括当供电半导体芯部时对于给定离散功率状态通过逻辑延迟链的实 际传播延迟相对于通过逻辑延迟链的期望最坏情形传播延迟的比值加 上安全裕量，如在参考专利申请11/549,586中描绘的那样。在本发明
的本说明书中使用Tset(p)的这两种定义，公式201因而应用于开环和
闭环控制系统，如来自参考专利申请11/549,586的公式200那样。不 过现在，本发明这样做，以便在电流瞬变期间借助于作为公式200的 自然扩展的公式201维持最大平电压。
给定Tset(p)的以上定义，人们可容易理解在公式200和201中变
量口Tset(m)的使用。人们可以最简明地把口Tset(m)定义为在由指标m唯一 标识的状态过渡期间脉冲宽度周期的变化，该状态过渡是从由指标p 唯一标识的一种系统功率状态到由指标P+1唯一标识的下一个系统功 率状态，从而所述口Tset(m)等于Tset(p+D减TSet0})。尽管参考专利申请
11/549,586要求数值l口Tset(—l提供装置，以基于过渡的对称性减小实施 脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101必需的复杂性和资源，但这里的讨论 把这个变量主要用作在公式201内的简化符号。
公式200和201的两个剩余变量，t和口c，本领域的技术人员应 该立即识别为单位为秒的时间、和单位为弧度每秒的谐振频率，分别 通常已知最直接地等于1加L 107乘以C 109的值的平方根。
本发明与现有技术的实质差别和显著新颖性存在于优选实施例
中，其中在公式201中 和A^r(m)的使用使系统能够在较大数值的电
流瞬变期间维持最大平电压，或者使对于普通电流瞬变呈现较大电压
ii不稳定性的值的控制设备元件比公式200更佳地维持最大平电压。显
然把n。设置成等于0和把A^r(m)设置成等于1把公式201简化成公式
200，基于/>式200的有效性的以前证据进一步证明有效性。现在本说 明书将进一定义AIerr(m)，并且公开把其值近似成在电流瞬变期间实现 最大平电压目的的简单装置。
公式206基于对于在公式204中所定义的Aver^)实验求出的值估
计Akrr—)的值。参考专利申请11/549,586揭示诸如计算机电子表格程
序之类的工具的使用，该计算机电子表格程序产生用在对于本领域的
技术人员通常称作SPICE的Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis(特别为集成电路仿真的程序)内的模拟代码。SPICE 代码产生的观念提到 一种响应电流瞬变确认电压平度的快速方法，而 参考专利申请11/549,586也建议一种数学计算工具，该数学计算工具 可以进行诸如巻积之类的运算，该运算同样可完成响应电流瞬变确认 电压平度的任务。包括SPICE的使用的手段供给在由这样的零件的销 售商物理特征化的库内通常具有设备元件的图形或语法符号的优点， 借助于它们用户按分层方式更直接地模拟较高阶系统，而不是关于在 有疑问精度的特性模型上的数学工具花费精力。尽管如此，在对于一 定用途或许较少产的时候，进行符号巻积的数学计算工具的使用在一 定用途中可能拥有优点，或者提供系统建模的唯一手段，并因而完全 保持在本发明的范围和精神内。包括SPICE模拟的分析和确认的迭代 过程确定电流的任何变化如何实质地影响输出电压Vcorel08;和因 而过渡m在公式201描述的过渡函数内，是否要求等于除一之外的某
值的A][err(m)和等于除0之外的某值的n。的值的应用。借助于SPICE ， 人们可以迅速地确定Averr(叫的值，如在公式204中用符号和在图3的
假想时域曲线300和310中用图形描绘的那样，并且由此使用公式205
估计Lm的值，以便在迭代分析和确认模拟过程中逼近A^—)和简化 Averr(m)。
图3表明假想电流过渡的两条时域曲线300和310,在曲线300 中电流瞬变302从较低到较高功率状态，并且电流瞬变312从较高到较低功率状态。在前一假想过渡中，电压301响应这种电流瞬变302 下降，并且人们通过确定在尺寸线303和304之间的电压差，可以测 量在公式204中由函数maxlV4t)-Vset—)l符号表示的下降301的幅值。 把在尺寸线303处的电压值从在尺寸线304处的电压值减去然后把该
量除以在尺寸线303处的电压值产生用于Averr(m)的值，如在^^式204 中表示的那样，在这种情况下小于零。由于Averr间在这个例子中获得 负值，并且Lm总是估值为大于零，所以这保证Akrr(m)获得由公式206
给出的稍些大于一的值，以便补偿由电流瞬变302引起的下降301。 以类似方式，后一曲线310的假想过渡，电压311响应从较高到较低 功率状态的电流瞬变312而卑起。同样，人们通过确定在尺寸线313 和314之间的电压差，可以测量波峰311的幅值。把在尺寸线314处 的电压值从在尺寸线313处的电压值减去然后把该量除以在尺寸线
314处的电压值产生用于Averr(—的值，如在公式204中表示的那样，
在这种情况下大于零。再一次，公式206提供对于A^间的最好估计。
由于Aver—)在这个例子中荻得正值，并且U总是估值为大于零，所 以这保证Aw—)获得由公式206给出的稍些小于 一 的值，以便补偿由
电流瞬变312引起的波峰311。在这些逼近方法中人们可以考虑几个 点，本发明人发现在公式205中Lm估计的变化精度。对于数值小于
5%的Averr(m)的值，在7>式204至206中详细说明的方法产生小于1.5% 幅值波动的结果，而结果虽然大大地好于应用A^r(m)前，但给定大于 25%的未补偿AVerr(m)，对于Averr(—可最好地收敛在正好5。/。内。人们 在高数值电流瞬变或在提供A^—)补偿之前的极端电压不稳定的这些 情况下将立即观察到，在公式201中的项Tset(p+D(A^r(m))可以获得小
于零或大于Tsw的值，这直接意味着对于脉冲宽度调制控制器Vgdrvr 101的脉冲跳过模式。在模拟分析和确认过程中的进一步迭代允许人 们确定n。是否应该获得小于零的值，或者Lm是否应该获得对于这 些极端电压不稳定情形的较小估计。本说明书以后将进一步检查最大 平度和在上述过程中涉及的其它标准。
图4至图9提供在模拟期间来自变化物理参数的结果，并因而在
13实际可实现系统中进一步定义响应电流瞬变的输出电压的"最大平 度"。本发明的本说明书下文将使用符号Aver—)指在提供A^(m)和n0 补偿之前的电压不稳定幅值，并且Av^—)，指在应用以前描述技术的 任一种之后的电压不稳定幅值。图4表明对于本发明的示范实施例来
自包括两个功率过渡状态的模拟的时域响应曲线400。如在从图4的 曲线400开始至图9的响应曲线900(包括图4和图9)的所有响应曲 线中表示的那样，左竖直轴403显示施加的安培的刻度，图例402指 示进入在图1的示意图100中的才莫型负载ILoad 110和R 111中的电 流之和。ILoadllO在图4至图9 (包括图4和图9)的所有这些曲线 400至900中在模拟时间100微秒处以+/-20安培每微秒的速率过渡。 对于所有这些曲线400至900 (包括曲线400和900)普遍的是，沿右 竖直轴406出现对于按与给定值的偏离百分比给出的电压幅值的标准 化给定值刻度。在图4至图9(包括图4和图9)中的所有曲线的水平 轴401都显示微秒的时间单位。对于在图4的曲线400和图5的曲线 500中的这些具体例子，图例405将2.7伏特的物理值附加到标准化给 定值上。图4的曲线400描绘为，负载电流404在电压407升高到其 给定值的同时首先升高到300毫安，然后在IOO微秒处进入模拟，电 流404升高到一安培。参考专利申请11/549,586彻底公开了具体地对 于升高到其呈现近临界阻尼阶跃响应的给定值的电压407用来控制第 一过渡的技术，并因此本说明书将不再进一步讨论这种过渡。在曲线 400中，当电流404从300毫安过渡到在100孩吏秒才莫拟时间处的一安 培时，电压407显示象征电源系统的下降408。曲线400的才莫拟与在 图1的示意图100中建模的设备元件有关，这些设备元件具有L 107 等于1口H、 C109等于22口F以及Vinl03等于六伏特的值。在从图4 至图9 (包括图4和图9)的所有^t拟中的切换元件，晶体管104和 105,包括双互补场效应晶体管包，从Vishay Siliconix Corporation 可买到的Si5513DC、以及对于这对晶体管104、 105物理特征化的 SPICE模型。在公式204、 205、 206的应用之前，八^ (110等于-3.91%， 这对于大多数系统或许位于调节极限内，但在应用上述7>式时，Averr(m)，改进到-1.35。/。。在收敛到AVerr0 )，的这个值时，公式201获得
如下系数no等于零，w等于三，n2等于六，及Lm等于2.33。
图5的曲线500表明基于与图4的曲线400的那些相等效的设备 参数的模拟的结果。与曲线400相比在曲线500中的唯一差别表现为 从较高进行到较低功率状态的电流过渡504，并因而电压507显示波 峰508。在这个瞬时，Aver—)等于3.99%,这同样对于大多数系统或 许位于调节极限内，但在公式204、 205、及206的应用时，AVerr(m)， 改进到1.34%。在曲线400和曲线500中的电压测量都显示等于在测
量误差的极限内。在收敛到Av^(m)，的这个值时，公式201再次获得
如下系数n。等于零，w等于三，112等于六，及Lm等于2.33。
图6的曲线600的模拟与在图1的示意图100中建模的设备元件 有关，这些i殳备元件如以前那样具有L 107等于1口H、和C109等于 22口F的值。不过现在，Vin 103等于3.3伏特，并且负栽电流604在 电压607升高到其1.8伏特的给定值的同时首先升高到100毫安，然 后在100 ^:秒处进入^f莫拟，电流604升高到一安培。下文对于在图6 的曲线600至图9的曲线900 (包括图6和图9)中的这些具体例子， 图例605将1.8伏特的物理值附加到标准化给定值上，该标准化给定 值按与在右竖直刻度406上的给定值的百分比偏差而给出。对于这个
具体的条件组，Averr(叫等于-6.82。/。。因此，这个数值的电压不稳定性
要求公式204、 205、 206的使用，以便响应给定电流604过渡而收敛 到最大平电压。在这个实例中，设计者选择比在Lm等于八的公式205 中定义的估计值低的估计值，并且获得如下系数:nn等于零，iu等于
一，及Il2等于八，以收敛在Averr(m)，等于-1.33。/。上，如由电压下降608
表示的那样。减小用于Lm的估计值的选择源于如下感觉在通过模 拟的分析和确认的迭代过程期间，公式205过大估计Lm，并且对于脉 冲宽度调制序列的较不粗糙调节促进向满意输出稳定性的较快收敛。
图7的曲线700表明当给定大都与在曲线600中描绘的模拟准确 相同的条件时的结果，不同之处是，电流704首先升高到l安培，然 后在感兴趣的瞬变时间期间下落到100毫安。在这种情况下，电压707首先呈现测得Aver咖)等于8.77%的波峰708，借此这种电压不稳定性
再次要求公式204、 205、 206的使用，以便响应给定电流704过渡而 收敛到最大平电压。在这个实例中，设计者再次选择现在等于七的Lm 的估计值，并且获得如下系数n。等于零，w等于一，及ii2等于十五，
以收敛在Aver一)，等于1.12%上。
图8的曲线800和图9的曲线900把讨论指向在比普通数值有些 大的电流过渡期间对于维持最大平电压较不易处理的设备值。按照在 参考美国专利6，940，189的栏13和14中给出的设备元件，在图1的示 意图100中建模的那些对于产生曲线800和曲线卯0的模拟，具有L 107等于4.7口H、和C 109等于IOE]F的值。尽管这些值的设备元件把 连续传导模式扩展到远低于IOO毫安的负载电流，但这些值对于与来 自采纳不同电容对电感比例的元件的以前两条曲线600 、 700的电流瞬 变604、 704相差不大的电流瞬变804、 904，往往引起较大幅值的电 压不稳定。在图8的曲线800的实例中，电压807显示使Aver—)等于 -28.28%的下降(未表示)。在这个具体例子中，在公式201中的项
TSe"p+1)( A^r側)超过TSW，因而通过在时段！^Tsw-ll。Tsw上把连续直流
电压驱动成等于Vin 103、或者也把在^^式205中的Lm的估计值向下 调节而留下跳过脉冲的选择。由于收敛对于Lm的较小值可能不出现， 所以设计者选择脉沖跳过方法，该方法设置成n。等于-2; !^等于一， 及Il2等于无限大，即对于这个给定电流瞬变没有必定收敛到最大平电 压808的指数定标。对于这个具体例子，电压808响应产生AVerr(m)， 等于2.45%的值。
对于图9的曲线900的例子，在公式201中的项TSet(p+1)( AIerr(m)) 小于零，如以前那样，通过在时段！^Tsw-n。Tsw上驱动连续零伏特而 没有留下选择但在这时跳过脉冲。设置成n。等于-l; m等于一，及 H2等于无限大，即对于这个给定电流瞬变没有必定收敛到最大平电压 908的指数定标，对于这个具体例子，与电压907的未补偿波峰等于
27.64%的Averr(m)相比，电压908响应导致Aver"m)，等于3.24%的值。
尽管图8和图9的例子表明到最大平电压响应的收敛可能性而不顾极端未补偿电压不稳定，但较优选的方法可能包括，如果设计允许， 则将设备元件复原成较接近电容对电感比例，较高质量因数，像以前 例子的质量因数那样。尽管连续传导模式的范围对于电感器的较小值 减小，但对于负载的容差范围和元件容差对于较高质量因数设备放宽，
与图8和图9的例子中的设备的较低质量因数相比，如在图4至图7 的最初四个例子中那样。如本领域的技术人员可能已经知道的那样， 用于设备的较高质量因数促进在特征化负载和设备元件值的较宽容差 上响应较大电流瞬变而维持最大平电压。从参考美国专利6,940,189 的出现起，用于电感器的钼坡莫合金粉末"分布间隙，，芯已经扩大市场， 使设计者得到对于这里描述的电流范围保持5 %电感容差的电感器。 另外，对于这里描述的偏置电压保持在10%内的电容容差的X7R陶 瓷材料已经达到成本有效价格。高级材料的这些电感和电容元件都在 0至70摄氏度温度范围上操作的同时，保持这些容差。因而，本发明 和其补偿设备元件值偏差的能力以及高级材料的元件，满足宽范围的 应用。这些设计例子代表在本发明范围内的多种可能构造的几种，并 且人们必须将这些构造视作示范性的，而不是限制性的。
根据涉及总线功能的参考美国专利6，940，189，该总线携带从二 进制垫输入的偏移值，本发明提供一些可选择实施例，其中这种偏移 的假想使用校正低估或高估设备元件的实际值的存储值、电流瞬变、 或电压不稳定幅值。 一旦被实验确认，本发明可以使用这些偏移值， 通过按照用于控制设备的示范实施例的任一个的上述补偿技术的任一 种，调节no、 n" n2、 Lm、 AVerr(m)、或AIerr(m)，而补偿由任何电流瞬 变造成的任何电压不稳定。已知的是，这种偏移调节机理的微小偏差 或省略、部分或完全不实施并不构成超越本发明范围的实质脱离。
在结束时，人们可能注意到，尽管本说明书以机械的方式描绘了 本发明的应用，但使这些机械的过程自动化的任何实施例不构成与本 发明范围和精神的脱离。比如，任何计算机程序、计算机脚本、电子 表格、模拟工具、或其它设计自动化、或自动化的试验和测量工具 上述时域调i皆；对于变量或系数no、 n" n2、 Lm、 Alerr(m)、 AVerr(m)、
17Tsw的产生或调节；规定或建模控制设备的硬件描述语言的产生或变 化，如但不限于，VHDL、 VerilogHDL、或System C等；脉沖跳过 的产生；或分析，如给设备元件电容、电感、质量因数、切换损失、 负载电流值、电压偏差、或Monte Carlo分析留裕量，清楚地不呈现 与本发明范围和精神的实质脱离。
根据本发明的以上描述，本说明书表明在实施本发明的概念时使 用的各种技术，而不脱离其范围。此外，尽管本说明书借助于对一定 实施例的具体参考描述了本发明，但本领域的技术人员将认识到，人 们可进行形式和细节的变化，而不脱离本发明的范闺和精神。本说明 书将实施例在所有方面都呈现为说明性的，而不是限制性的。所有人 员必须理解，本说明书并不把本发明限于以上描述的具体实施例，而 是认定本发明的多种重新排列、修改、省略、及替代而不脱离其范围 的能力。
因而，已经描述了在电流瞬变期间维持最大平电压的脉沖宽度调 制序列。
权利要求
1.一种控制系统，用来在脉冲宽度调制电源系统中在功率状态过渡的电流瞬变期间提供最大平电压，所述控制系统包括脉冲宽度调制电源，构造成在脉冲宽度调制电力系统中提供电力；和控制模块，构造成基于电力电路和系统电路的预定模型提供最大平电压。
2. 根据权利要求1所述的控制系统，其中，提供阶跃响应，而没有对于电路反馈或前馈环路的需要。
3. 根据权利要求1所述的控制系统，其中，跨过脉沖宽度调制电源的电容性元件提供最大平电压。
4. 根据权利要求1所述的控制系统，其中，控制模块基于在预定模型基础上确定的系数提供最大平电压。
5. 根据权利要求4所述的控制系统，其中，基于所述系数确定对于控制模块的脉冲响应的宽度的定标。
6. 根据权利要求4所述的控制系统，还包括构造成基于预定模型确定所述系数的计算机程序。
7. 根据权利要求1所述的控制系统，其中，电力电路包括电源、电感器和电容器。
8. 根据权利要求1所述的控制系统，其中，预定模型包括理想电路元件。
9. 根据权利要求1所述的控制系统，其中，预定模型包括非理想电路元件。
10. —种在开环脉冲宽度调制控制系统中驱动电源以将最大平电压提供给电路的方法，所述方法包括定义电源的模型；定义要提供有电力的电路的模型；基于所述模型确定多个系数，所述系数构造成被用在开环脉冲宽度调制控制方案中，以提供最大平电压；使用所述预定系数控制电源，以把大体最大平电压提供给电路。
11. 根据权利要求IO所述的方法，其中，使用所述预定系数控制电源以把最大平电压提供给电路还包括使用所述预定系数控制电源以把最大平电压提供给电路而没有对于来自电路的反馈的需要。
12. 根据权利要求10所述的方法，其中，使用所述预定系数还包括使用所述预定系数的子集。
13. 根据权利要求IO所述的方法，其中，定义电源和电路的模型还包括定义电源和电路的非理想模型。
14. 根据权利要求10所述的方法，其中，定义电源和电路的模型还包括定义电源和电路的理想模型。
15. 根据权利要求10所述的方法，还包括基于实际环境条件补偿所述系数。
16. 根据权利要求10所述的方法，其中，基于所述模型确定多个系数的步骤包括使用自动化过程预定多个系数。
17. —种控制系统，包括能量存储元件，建模为电感元件和电容元件；电力切换元件，它在一个或多个已知离散系统功率状态期间提供精确功率量；脉冲宽度调制控制装置，构造成确定来自所述电力切换元件的脉沖输出的宽度；其中，所述脉冲宽度调制控制装置的输出在系统功率状态过渡期间改变在预定序列中的输出脉沖的所述宽度；其中，所述预定脉沖序列在所述功率状态过渡的电流瞬变期间产生供给精确量功率的适当宽度，以促成跨过所述电容元件的最大平电压。
18. 根据权利要求17所述的控制系统，其中，初始脉冲宽度基于最大电压偏差与电压给定值的比值被定标，其中，当所述功率状态过渡发生，而在所述功率状态过渡的电流瞬变期间不施加产生供给精确量功率的适当宽度以促成跨过所述电容的最大平电压的所述预定脉冲序列时，在所述控制系统中观察到所述最大电压偏差，及其中，在存储器或逻辑构造中存储的系数确定所述定标。
19. 根据权利要求18所述的控制系统，其中，初始脉冲宽度基于在所述系统功率过渡之前和之后输出电流的差值被定标，并且其中，在存储器或逻辑构造中存储的系数确定所述进一步定标。
20. 根据权利要求19所述的控制系统，其中，在所述初始脉冲宽度随后的脉冲宽度由时域临界阻尼阶跃响应函数基于所述电感和电容定标。
21. 根据权利要求20所述的控制系统，其中，在存储器或逻辑构造中存储的系数确定所述脉沖宽度调制控制装置输出所述初始脉冲宽度的持续时间。
22. 根据权利要求21所述的控制系统，其中，在存储器或逻辑构脉冲宽度调制期间所述时域临界阻尼阶跃响应函数的时间移动。
23. 根据权利要求22所述的控制系统，其中，在所述功率状态过渡的电流瞬变期间供给精确量功率以促成跨过所述电容的最大平电压的对于所述初始宽度的脉冲宽度变化，预期所述功率状态过渡。
24. 根据权利要求23所述的控制系统，其中，在存储器或逻辑构造中存储的系数确定在所述功率状态过渡之前对于所述初始宽度的脉冲宽度变化发生的时间量。
25. 根据权利要求24所述的控制系统，其中，所述脉沖宽度调制控制装置改变任何或所有所述系数，以便补偿与设计估计值的实际负载偏差。
26. 根据权利要求24所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置改变任何或所有所述系数，以便补偿与所述任何元件值的设计估计值相比所述电容元件的、所述电感元件的、或在所述电力切换元件中的功率损失的任何实际值的偏差。
27. —种计算机程序，具有使权利要求25的控制系统的所述元件、或所述系数的选择自动化的手段。
28. —种计算机程序，具有使权利要求26的控制系统的所述元件、或所述系数的选择自动化的手段。
29. —种计算机程序，具有使权利要求25的控制系统的所述系数的所述变化自动化的手段。
30. —种计算机程序，具有使权利要求26的控制系统的所述系数的所述变化自动化的手段。
31. —种计算机程序，具有使权利要求25的所述控制系统的设计和分析自动化的手段。
32. —种计算机程序，具有使权利要求26的所述控制系统的设计和分析自动化的手段。
33. 根据权利要求25所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置以开环控制构造实施。
34. 根据权利要求26所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置以开环控制构造实施。
35. 根据权利要求25所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置以闭环控制构造实施。
36. 根据权利要求26所述的控制系统，其中，所述脉冲宽度调制控制装置以闭环控制构造实施。
全文摘要
一种实施脉冲宽度调制的数字电路，控制在人们可建模成二阶或更高阶系统的系统中输送的功率。示范控制设备可实施降压开关模式电源，该电源把精确电压或电流序列提供给各种负载的任一个，如半导体的芯部电压，该电压与其输入/输出环电压相比是独特的。几种算法之一产生特定预定序列的变化宽度脉冲，从而在从系统设备输送到负载的电流在仅由在低功率极值处电感性元件连续传导和在高功率极值处电感器芯的未饱和约束的范围内变化的时候，电压维持最大平特性。特定脉冲宽度调制序列控制设备，使得在一个实施例中电压维持最大平特性，而在控制系统中没有物理实施的前馈或反馈环路，由此降低零件成本或控制半导体生产率成本，同时提高控制系统的抗噪声性和长期可靠性。几种特定算法维持最大平电压，而不顾极端负载变化、以及否则在给定电流瞬变期间加重过大电压波动的控制设备元件参数。
文档编号H02M3/335GK101578757SQ200780046469
公开日2009年11月11日 申请日期2007年10月30日 优先权日2006年10月31日
发明者A·R·基扎拉 申请人:Ipower控股有限责任公司