具有高于和低于谐振频率的操作模式的谐振切换转换器的制作方法

专利名称：具有高于和低于谐振频率的操作模式的谐振切换转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及谐振切换转换器、用于谐振切换转换器的控制器和控制谐振切换转换 器的方法。在一个实施例中，谐振切换转换器包括具有谐振频率的谐振回路；耦合到谐振 回路的同步整流器，所述同步整流器从谐振回路获得功率以用于形成输出电压；和耦合到 同步整流器的控制器，用于使用频率调制来控制同步整流器的切换操作。控制器在第一模 式中操作，其中同步整流器的切换操作在高于谐振回路的谐振频率执行。第一模式使用用 于同步整流器的占空因数。此外，控制器在第二模式中操作，其中同步整流器的切换操作在 低于谐振回路的谐振频率执行并且在第二模式中的同步整流器的占空因数要小于在第一 模式中的同步整流器的占空因数。


本发明关于其中的特定示例性实施例来描述并且相应参考附图，其中
图1示出根据本发明实施例的两级、离线式电源的示意框图；
图2示出根据本发明实施例的谐振切换转换器的示意图； 图3示出描述根据本发明实施例的谐振切换转换器的模拟增益和频率之间关系 的曲线图； 图4示出根据本发明实施例的谐振切换转换器的示意图； 图5示出根据本发明实施例的用于谐振切换转换器的控制器的示意框图； 图6示出根据本发明实施例的用于谐振切换转换器的控制器集成电路的示意框图。
具体实施例方式
本发明涉及谐振切换转换器、用于谐振切换转换器的控制器和控制谐振切换转换 器的方法。本发明允许谐振切换转换器在高于和低于谐振回路电路的谐振频率的频率处安 全并可预计地操作。这允许尽管提供给谐振切换转换器的输入电压中发生变化，谐振切换 转换器也能有效操作。 图1示出根据本发明实施例的两级、离线式电源100的示意框图。如图1所示，功 率因素校正(PFC)级102具有耦合到交变电流(AC)源的输入端。PFC级102对AC输入信 号执行整流并且保持从AC源得到的大体和AC电压相位一致的电流，使得电源100对于AC 源表现为阻性负载。 PFC级102产生宽松整形的电压V。c，其作为输入提供给DC到DC转换器104。使 用该输入VDC，DC到DC转换器级104产生可以用来为负载供电的电压调节的DC输出V。。 VDC 的电平优选地处于较高的电压并且相比于DC到DC转换器级104的输出V。来说整形更加宽 松。PFC级102的输出VDC的额定电平可以例如大约380伏特DC，而DC到DC转换器级104 的电压整形的输出V。可以例如大约12. 0伏特DC。然而，由于AC源中的变化，PFC级102的 输出V。c有时可以低于其额定电平。 图2示出根据本发明实施例的谐振切换转换器106的示意图。谐振切换转换器 106例如可以包括在图1的DC到DC转换器104中。参考图2，转换器106包括半桥切换逆 变器，该半桥切换逆变器包括一对串行连接的晶体管开关和Q2。诸如由PFC级102(图 1)产生的输出VDe的电源耦合到晶体管开关(^的第一端子。晶体管开关Qi的第二端子耦 合到晶体管开关92的第一端子，以形成中间节点。晶体管开关92的第二端子耦合到接地节 点。晶体管开关Qi和(^的每一个的控制端子耦合到控制器108。控制器108控制该对晶 体管开关Qi和Q2的打开和关闭。当开关Qi关闭并且Q2打开时，中间节点耦合到V。c。这提 升了中间节点处电压VIN。当开关(^打开并且开关(^关闭时，中间节点被耦合接地。这降 低了中间节点处的电压VIN。虽然图2示出的是半桥切换逆变器，但其也可以使用全桥切换 逆变器来代替。能量存储元件耦合到中间节点。特别是如图2所示，电感器Lr的第一端子耦合到
中间节点。电感器Lr的第二端子耦合到电容器Cr的第一端子。能量存储元件Lr和Cr形
成串行的谐振回路。谐振回路通过升高和降低中间节点处的电压VIN来对谐振回路充上能
量。电容器Cr的第二端子耦合到变压器1\的初级绕组的第一端子。变压器1\的初级绕组
的第二端子耦合到接地节点。变压器L的次级绕组的第一端子耦合到晶体管开关Q3的第 一端子。变压器1\的次级绕组的第二端子耦合到晶体管开关94的第一端子。晶体管开关 Q3的第二端子和晶体管开关Q4的第二端子耦合到接地节点。晶体管开关Q3和Q4的每一个 的控制端子耦合到控制器108。控制器108控制该对晶体管开关Q3和Q4的打开和关闭。
变压器1\的次级绕组的中心抽头耦合到电容器C。的第一端子。电容器C。的第二 端子耦合到接地节点。跨越电容器C。两端形成输出电压V。。负载110可以耦合到电容器 C。的两端来接收输出电压V。。输出电压V。或者表示输出电压的电压通过反馈路径112被 馈送返回到控制器108。 调整晶体管开关和Q2的切换频率来调整谐振回路的阻抗，并且从而调整递送到负载110的功率的大小。更具体地，降低切换频率趋向于增加递送到负载110的功率。增 加切换频率趋向于降低递送到负载110的功率。尽管负载110的功率需求变化并且输入VDC 的电平变化，但是通过监控经由反馈路径112的输出电压V。的电平，控制器108可以调整 切换频率来将输出电压V。保持恒定。这被称为调频或者FM调制。 由于功率经由变压器1\传送到负载110，通过变压器1\的次级绕组的电流在方向 上发生改变。晶体管开关93和94执行同步整流。这可以通过控制器108在合适时间接通 和关断晶体管开关Q3和Q4来实现，使得通过开关Q3和Q4的每一个的电流仅处于一个方向。 通常，在晶体管开关Q4关断时晶体管开关Q3接通。类似的，在晶体管开关Q3关断时晶体管 开关Q4接通。同步整流确保功率被递送到负载110并且阻止能够被反射到谐振回路的反 向电流。这样的反向电流可能导致不期望的振荡、难以控制的行为和装置故障。
图3示出描述根据本发明实施例的对于串行谐振切换转换器16的模拟增益和频 率之间关系的曲线图。如图3所示，通过横轴表示频率，从左到右增加，并且通过纵轴表示 增益，从底部向顶部增加。示出一串增益曲线A、B和C。曲线C表示额定的"全负载"，而曲 线B表示大约为全负载的百分之五十(50%)的负载，并且曲线A表示大约为全负载的百分 之二十(20%)的负载。 谐振切换转换器106的最大增益是1. 0 (或者OdB)，其在谐振回路的谐振频率处实 现。该谐振频率可以如下计算得到 1 = 本发明的谐振切换转换器106可以在高于和低于谐振回路的谐振频率的频率处 进行操作。更具体地，在高于谐振频率的频率处，控制器108在频率调制(FM)模式中操作， 其中使用频率调制的晶体管开关Qp Q2、 Q3和Q4彼此以相同切换频率操作。使用反馈(例 如经由反馈路径112)，该频率被调制以控制递送到负载110的功率并且将负载电压V。保持 恒定。同样，在此模式中，晶体管开关QpQ2、Q3和Q4优选在大体百分之五十(50%)的占空 因数下操作。对于百分之五十占空因数的每一个切换周期，每一个晶体管开关的工作时间 是切换周期的一半。实际上，最大占空因数可以正好低于百分之五十(50%)，用来避免直 通(shootthrough)，该直通是指一对晶体管开关的其中一个在另一个晶体管开关接通之前 还没有关断。当输入电压V。e接近其额定电平并且负载IIO在或者接近于切换转换器的最 大功率(也称为"全负载")处获取功率时，可以使用操作的上述FM模式。
在供应给切换转换器106的电压VDC的电平发生改变的情况下，改变切换频率来保 持恒定的输出电压V。。例如，由于AC电源的电平中断或降低或者如果AC源断开连接，V。c的 电平可能降低。在此情况中，切换频率需要降低以便补偿。通过使用频率调制，如果切换频 率下降到低于谐振回路的谐振频率，则控制器108转变到这样一个模式中在变压器1\的 次级侧上执行同步整流的晶体管开关Q3和Q4的占空因数被降低。 更具体地，在低于谐振频率的频率处，除了上述频率调制之外，控制器108还可以 使用脉宽调制(P丽)来控制切换操作。在操作的该第二模式中，当切换频率低于谐振频率 时，降低用于晶体管开关93和Q4的占空因数(即，每个切换周期中的每个晶体管开关接通 的那部分)。同样在此模式中，使用频率调制的晶体管开关Qp Q2、 Q3和Q4优选地彼此以相 同切换频率操作。在此模式中，晶体管开关Qi和(^优选在大体百分之五十(50%)的占空因数下操作。然而，对于晶体管开关93和94，优选地通过涉及切换频率的量来调整占空因 数。更具体地，当切换频率下降时，晶体管开关93和94的占空因数也下降。相反，当切换频 率增加时，晶体管开关93和Q4的占空因数也增加。如果切换频率被增加到其返回到大于谐 振频率的水平的位置，则晶体管开关93和94的占空因数返回到百分之五十(50%)并且控 制器108返回到FM调制模式，其中所有的晶体管开关Qp Q2、 Q3和94彼此以相同占空因数 和频率操作。 以这些较低的切换频率，降低开关93和94的占空因数趋向于阻止晶体管开关93和
Q4中的反向电流。随之，这也趋向于阻止反向电流反射到变压器1\的初级侧，其中反向电
流可能干扰谐振回路的操作(例如通过引起不期望的振荡、难以控制的行为和装置故障)。
此外，开关93和94的减少的占空因数允许转换器以降低的的输入电平操作一个较长的时间
周期。因此，更容易地满足保持时间(hold-up time)需求(即输入电源断开连接之后转换
器的输出保持在容限内的时间量)。这意味着相比于其它方式，处于转换器的输入端处的电
容器(在其两端产生的电压V。c)可以更小。此外，相比于其它方式，变压器1\也可以更小。 在一个实施例中，开关Q3和Q4的占空因数降低，以使得晶体管开关Q3和Q4的每一
个的工作时间(on-time)大体上保持常数并且等于谐振频率处的切换周期的一半。从而，
可以如下给出工作时间
. 1
0/2 - f匿="^y 工作时间是每一个开关在一个切换周期期间接通的持续时间。当切换频率下降 时，切换周期增加。这是因为周期和频率成反比。从而，因为工作时间保持常数，则非运行 时间(即切换周期的剩余部分)增加。在另一个实施例中，工作时间可以小于谐振频率处 的切换周期的一半，在此情况中，工作时间还可以大体上为常数。 除了如上所述基于切换频率调整对于晶体管93和94的占空因数，在切换操作低于
谐振频率时可以感应通过晶体管Q3和Q4的电流。例如，可以感应在和晶体管开关Q3和Q4 串行放置的电阻器两端的电压。当电流下降到零或者接近于零时，这指示对应的晶体管应 该被关断来阻止电流下降到零值以下(即，反方向)。虽然该电流感应实施例被预期是可行 的，但是由于感应电流趋向于增加转换器的复杂性并且消耗功率(例如在感应电阻器中)， 这趋向于降低效率，所以其不是优选的。 如上结合FM调制模式所解释的，如果负载110的变化导致其获取较少的功率，则 增加晶体管开关Qp Q2、 Q3和Q4的切换频率以便保持输出电压V。的恒定电平。然而，由于 切换损耗(例如，将切换晶体管接通和关断所需的功率)趋向于增加相关的其它损耗，所以 增加切换频率将降低效率。从而，为了增加轻负载条件下的效率，控制器108可以进入操作 的第三模式，其中开关Qi、Q2、 Q3和94的所有的占空因数下降，同时将每一个开关的占空因 数保持彼此相同。当切换频率达到指定的频率水平时，进入该模式。在此模式中，FM调制 和P丽被使用以控制切换操作。更具体地，当负载110的功率需求下降时，开关QpQ2、Q3和 Q4的切换频率根据FM调制增加，而同时开关QpQ^Qs和Q4的占空因数根据P丽调制下降。 占空因数下降的数量可以和切换频率的水平相关联。可替代地，当切换频率上升高于指定 的频率水平，占空因数可以改变到低于百分之五十(50% )的指定值。在2007年7月30日 提交的美国专利申请11/830738中详细描述了该操作模式，其全部内容通过引用包含在本申请中。 图4示出根据本发明实施例的谐振切换转换器106'的示意图。尽管图4示出图2中没有示出的附加的细节，但是图4的切换转换器106'以和图2中描述的切换转换器106大体上相同的方式进行操作。图4中所使用的相同的附图标记用于和图2中的元件功能对应的元件。因此，图4示出晶体管开关Q工和Q2形成半桥逆变器。此外，电感器Lr和电容器Cr形成谐振回路。半桥逆变器耦合到谐振回路，其接着耦合到变压器1\的初级侧。开关93和94耦合到变压器1\的次级侧并且执行同步整流。跨越电容器C。形成整形的输出电压V。。如图4中所示，电容器C。包括电容器C6、C8和C9。很明显，图14的切换转换器106'是示例性的并且可以做出其它变化。例如，可以使用谐振回路不同的谐振回路配置，诸如并行谐振回路。同样，除了半桥逆变器之外，还可以使用全桥逆变器。 图5示出根据本发明实施例的用于谐振切换转换器的控制器108'的示意框图。如上结合图2描述的控制器108所描述的，图5的控制器108'进行操作以控制晶体管开关Qp Q2、 Q3和Q4。更具体地，如图4和5所示，信号DRVH通过控制器108'产生并且被用于驱动晶体管开关Qi。类似地，信号DRVL通过控制器108'产生并且被用于驱动晶体管开关92。信号12VSYNDRVL通过控制器108'产生并且被用于驱动晶体管开关Q3。此外，信号12VSYNDRVH通过控制器108'产生并且被用于驱动晶体管开关Q4。如图5中所示，晶体管Q5、 Q6、 Q7和Q8和变压器T2 —起产生用于晶体管开关Q工和Q2的驱动信号。晶体管Q9、 Q1Q、Qu和Q12产生用于晶体管开关和Q2的驱动信号。 在优选实施例中，控制器108'包括控制器集成电路仏，图6示出根据本发明实施例的用于谐振切换转换器106'和控制器108'的控制器集成电路仏的示意框图。集成电路^可以基于ChampionMicroelectronic Corporation的部件号CM6901A来获取，该公司地址是台湾、新竹、新竹科学工业园、Park Ave 11，11号5层。 参考图4、5和6，如上所述通过控制器108'控制开关Q^Q^Qs和Q4的每一个的打开和关闭来形成输出电压V。。输出V。耦合到包括电阻器Q『Q^和Rw(图5)的电阻分压器，来形成表示输出电压V。的电平的反馈信号VFB。反馈信号VFB被提供给集成电路仏(图6)。在该集成电路仏中，信号VFB耦合到放大器114的第一输入端。放大器114将信号VFB和例如可以是2. 5伏特的参考电压相比较，来在其输出端形成误差信号FEA0。误差信号FEA0表示输出电压V0和该输出电压的期望电平之间的差值。误差信号FEA0应用到电压至电流转换器116。电压至电流转换器116的第一输出端耦合到振荡器118。振荡器118产生斜坡信号120和时钟信号122。 时钟信号122耦合到逻辑块124，该逻辑块124产生控制晶体管开关Q2、 Q3和
Q4的切换操作的驱动信号。在FM调制模式中，逻辑块124产生驱动信号以使得它们具有百
分之五十(50%)的占空因数。例如，这可以通过使用逻辑块124中的反转触发器电路以及
诸如逻辑门的其它逻辑装置来实现，所述逻辑块124通过时钟信号122被控制。 参考图5，电阻器R17的第一端子耦合到参考电压源VREF。电阻器R17的第二端子
耦合到电容器C2。的第一端子以及到集成电路仏的RTCT引脚。电容器C2。的第二端子耦合
到接地节点。R17和C2。的值确定振荡器118产生的斜坡信号120的额定频率。 FM调制按如下实现当输出电压Vo相对于输出电压的期望电平上升时，这导致误
差信号FEA0上升。作为响应，增加电压至电流转换器116的输出电流水平。这趋向于给电容器(^。更快地充电，这增加了斜坡信号120的斜率并且也增加了其频率。结果是，也增加了振荡器118产生的时钟信号122的频率。从而，增加了晶体管开关QpQ2、Q3和Q4的切换频率。相反，当输出电压Vo相对于输出电压的期望电平下降时，这导致误差信号FEA0下降。作为响应，降低了电压至电流转换器116的输出电流水平。这趋向于给电容器G。更慢地充电，这降低了斜坡信号120的斜率并且也降低其频率。结果是，也降低了由振荡器118产生的时钟信号122的频率。从而，这降低了晶体管开关Qp(^、Q3和Q4的切换频率。以此方式，根据输出电压V。的电平，增加或者降低晶体管开关Q2、 Q3和Q4的切换频率。相应地，这些元件形成反馈回路，其中FM调制被使用以调整晶体管开关Q^Q2、Q3和94的切换频率以便将输出电压V。保持恒定。 斜坡信号120也应用到比较器126的反相输入端。比较器126的非反相输入端被耦合以接收信号RSET，其被1. 5伏特的DC补偿发生器(offset generator) 128补偿。比较器126的输出端耦合到逻辑块124。信号RSET通过包括耦合到参考电压VREF的电阻器Rn和Rw(图5)的分压器来形成。电压至电流转换器116的第二输出端耦合到分压器。当误差信号FEA0的水平上升，则增加了电压至电流转换器16产生的电流。结果是，RSET的电平上升。相反，当误差信号FEA0的水平下降，这降低了电压至电流转换器116产生的电流。结果是RSET的电平下降。从而，RSET的电平和FEAO的水平相关联，并且因此RSET的电平还和晶体管开关Qp Q2、 Q3和Q4的切换频率相关联。 当RSET的电平高于1. 5伏特时，比较器126的非反相输入大于3. 0伏特。这是由于电压补偿发生器128给RSET的电平增加了 1.5伏特。在这些条件下，比较器126的输出保持为高电平并且不对切换占空因数产生影响。当RSET的电平接近于1. 5伏特时，这对应于以谐振回路的谐振频率操作的晶体管开关Q2、 Q3和Q4。因此，当晶体管开关Q2、 Q3和Q4的切换频率下降到低于谐振频率时，RSET的电平下降到低于1. 5伏特并且比较器126的非反相输入下降到低于3. 0伏特。当这发生时，比较器126的非反相输入端处的电平低于斜坡信号120的峰值电平。结果是，对于每一个切换周期比较器126的输出进行切换。此外，比较器126的输出端处的脉宽和切换频率低于谐振频率的量相关联。该信号使得逻辑块124将执行同步整流的晶体管开关Q3和Q4的切换占空因数下降一个和切换频率相关的量。如上所述，晶体管开关Qi和(^的占空因数优选地保持在百分之五十(50%)，而不管晶体管开关Q3和Q4的下降的占空因数。 总的来说，RSET的电平响应电压至电流转换器116的第二输出的水平而改变，其响应于误差信号FEA0的水平而被控制。当误差信号FEA0的水平导致切换频率下降到低于谐振频率时，这也导致RSET的电平下降到低于1. 5伏特。当这发生时，控制器进入第二操作模式，如上所述，其中转换器开关Q3和Q4的切换占空因数下降。 放大器128的非反相输入端耦合到包括电阻器1 13和R23(图5)的分压器。更具体地，参考电压VREF耦合到电阻器R^的第一端子。电阻器1 13的第二端子耦合到电阻器尺23的第一端子并且耦合到放大器128的非反相输入端。电阻器R23的第二端子耦合到接地节点。相应地，放大器128的非反相输入被保持在固定的电压电平，其例如可以是3.0伏特。放大器128的反相输入端通过电阻器R19(图5)耦合到RSET。放大器128的输出端通过电阻器Rw(图5)耦合到其反相输入端。信号DEAO在放大器128的输出端处形成。信号DEA0耦合到比较器130的非反相输入端。比较器的反相输入端被耦合以接收斜坡信号120。
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当RSET的电平低于指定的电平时，DEAO的电平高于3. 0伏特。由于斜坡信号120没有超过3. 0伏特，这导致比较器130的输出保持在高电平。在这些条件下，比较器130不对晶体管开关Qi、Q2、Q3和Q4的占空因数产生影响。然而，在轻负载的条件下，Vo的电平趋于上升，如同RSET的电平一样。当RSET的电平升到高于指定的电平，DEA0的电平下降到低于3. 0伏特一个和RSET的电平相关的量。比较器130现在将斜坡信号120和低于3. 0伏特的一个电平相比较。结果是，对于每一个切换周期，比较器130的输出切换(toggle)。此外，比较器130的输出端处的脉宽和RSET的电平相关。该信号使得逻辑块124将晶体管开关QpQ^Q3和Q4的切换占空因数下降一个和RSET的电平相关的量。RSET的指定电平可以基于R19和R2。的电阻值的选择来进行选择。 总的来说，当负载110获取低水平的功率时，这导致RSET的电平上升。当RSET的电平超过指定的电平时，如上所述，控制器进入第三操作模式，其中晶体管开关Q2、 Q3和Q4的切换占空因数下降。该模式通过降低在高切换频率处的切换损耗来增加效率。
如图5中所示，比较器132提供软启动部件，而比较器134提供过压保护。对于软启动，电容器(:18被初始放电并且随后在启动时电流源136为电容器(]18(图5)充电。当电容器(:18上的电压达到指定的电平(例如1.0V)时，比较器132启动晶体管开关Q"Q2、Q3和94来开始在软启动模式中进行切换操作。同样，当反馈信号VFB的电平超过指定的电平时，比较器132禁止晶体管开关Qp(^、Q3和Q4的切换操作。此外，欠压锁定和参考电压发生器138产生参考电压VREF并且禁止在欠压条件下的切换操作。 根据功率转换器106'的实施例，在功率转换器106'启动时，晶体管开关Q工和Q2的切换操作开始，并且随后，在延迟之后开始晶体管开关93和Q4的切换操作。例如，当软启动电容器ds上的电压达到第一指定电平(例如1.0伏特)时，晶体管开关Q工和Q2可以开
始切换操作。随后当电容器(:18上的电压达到第二指定电平时，高于第一指定电平(例如
5. 0伏特)，晶体管开关Q3和Q4开始切换操作。这趋向于导致在启动时更加可预料的切换行为。例如，可以通过比较器实现该部件，比较器将电容器C18上的电压电平和指定电平的参考电压相比较并且其输出经由到逻辑块124的连接来禁止/启用晶体管开关Q3和Q4。
根据另一个实施例，通过表示递送到负载110的输出电流的电压信号ILIM(图5和6)来监控输出电流。通过电流感应电阻器Re(图4)来感应电压。当输出电流超过电流限制值时，这增加切换频率以努力限制输出电流的水平。因此，在这些条件下，切换转换器106'用作恒定电流源。该电流限制特征可以由放大器140(图6)来实现。如图6所示，放大器140的非反相输入端连接到电压信号ILIM，而放大器140的反相输入端连接到参考电压电平。放大器140的输出端连接到电压至电流转换器116的输入端，其如上所述控制切换操作。可以仅在输出电流超过指定电平时启动放大器140。 当启动时，输出电流可以初始达到高于正常值的水平。从而，为了避免在启动期间触发电流限制，该电流限制可以初始设置为较高的电平并且随后在启动之后降低。例如，软启动电容器(:18上的电压低于指定的电平例如5.0伏特时，电流限制(电压)电平可以被设为1.65伏特。随后，当电容器(:18上的电压上升到高于指定的电平例如5.0伏特时，电流限制(电压)电平可以被设为1.0伏特。在启动期间增加电流限制电平趋向于导致启动时更
加可预料的行为。例如，可以通过第一比较器实现该特征，该第一比较器将电容器(:18上的
电压电平和指定电平(例如5.0伏特)处的参考电压相比较并且其输出被使用以调整参考电压发生器的输出是1. 0伏特并 且在电容器C18上的电压上升高于5. 0伏特时该参考电压发生器的输出是1. 65伏特。通过 第二比较器将该参考电压发生器的输出和信号ILIM相比较，其中该第二比较器的输出连 接到放大器140来禁止/启用放大器140。 如上所述，当电流限制被触发时，尽管输出电流被限制，但是切换功率转换器的操 作继续。在替代实施例中，电流限制被触发时，功率转换器的切换可以被禁止。然而在此实 施例中，电流限制值可以被初始设置为较高值，并且随后在启动之后下降，如上所述。例如 通过将上述第二比较器的输出连接到逻辑块124来禁止/启用切换，可以实现该实施例。
根据又一个实施例，误差放大器114(图6)的输出FEAO在启动时被拉至指定的电 平。放大器114的输出随后被允许跟踪输出电压误差。更具体地，放大器114的输出在启 动时可以被强制为它的较高干线电压(u卯er rail voltage)，例如6. 0伏特。这对应于使 用FM调制的最大切换频率和低的功率输出。随后降低最大切换频率并且功率在反馈回路 中增加。该实施例的优点在于使得输出电压V。逐渐单调增加。该特征例如通过比较器来 实现，该比较器将电容器C18上的电压电平和指定电平相比较并且当电容器C18上的电压电 平低于指定的电平时，闭合开关，将误差放大器114的输出端连接到参考电压电平。随后， 当电容器(:18上的电压电平上升高于指定的电平时，打开开关以将误差放大器114的输出端 和参考电压电平断开连接。 本发明的前面的详细描述仅用于说明并且不是意于将本发明成为排他性或者限 制到所公开的实施例。相应地，本发明的范围通过随后权利要求书限定。
权利要求
一种谐振切换转换器，包括具有谐振频率的谐振回路；耦合到所述谐振回路的同步整流器，所述同步整流器从所述谐振回路获得功率用于形成输出电压；和耦合到所述同步整流器的控制器，用于使用频率调制来控制同步整流器的切换操作，其中所述控制器在第一模式中操作，在该第一模式中在高于谐振回路的谐振频率执行所述同步整流器的切换操作谐振回路，所述第一模式使用用于同步整流器的占空因数，和其中所述控制器在第二模式中操作，在该第二模式中在低于所述谐振回路的谐振频率执行所述同步整流器的切换操作谐振回路并且所述第二模式中的同步整流器的占空因数要小于所述第一模式中的同步整流器的占空因数。
2. 根据权利要求l的谐振切换转换器，还包括耦合到所述谐振回路的切换反相器，其用于为所述谐振回路充电，其中所述控制器控制所述切换反相器的切换操作。
3. 根据权利要求2的谐振切换转换器，其中，在和使用频率调制的同步整流器的切换的相同频率下执行所述切换反相器的切换，和其中用于所述切换反相器的占空因数在所述第一模式以及所述第二模式中是相同的。
4. 根据权利要求3的谐振切换转换器，其中，其中用于所述切换反相器的占空因数在所述第一模式和所述第二模式中是百分之五十并且其中用于所述同步整流器的占空因数在所述第一模式中是百分之五十。
5. 根据权利要求2的谐振切换转换器，其中，所述控制器在第三模式中操作，在所述第 三模式中所述同步整流器的占空因数低于其在所述第一模式中的占空因数并且其中响应于轻负载条件进入所述第三模式。
6. 根据权利要求5的谐振切换转换器，其中，在所示切换频率超过指定的水平时指示所述轻负载情况。
7. 根据权利要求2的谐振切换转换器，其中，在所述谐振切换转换器启动时立即开始所述切换反相器的操作并且仅在一个延迟之后开始所述切换整流器的操作。
8. 根据权利要求1的谐振切换转换器，其中，所述谐振回路包括串行耦合的电感器和电容器来形成串行的谐振转换器。
9. 根据权利要求l的谐振切换转换器，其中，在所述第二模式中用于同步整流器的切换的工作时间是常数。
10. 根据权利要求9的谐振切换转换器，其中，在所述第二模式中用于所述同步整流器的切换的工作时间等于谐振频率的周期的一半。
11. 根据权利要求l的谐振切换转换器，其中，在所述第二模式中用于所述同步整流器的切换的工作时间小于谐振频率的周期的一半。
12. 根据权利要求l的谐振切换转换器，其中，根据输出电压的监控的电平，调制所述同步整流器中的切换频率，从而调节反馈回路中的输出电压。
13. 根据权利要求l的谐振切换转换器，其中，通过监控所述同步整流器的开关中的电流水平来控制所述同步整流器的占空因数。
14. 根据权利要求l的谐振切换转换器，还包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，所述初级绕组耦合到谐振回路并且所述次级绕组耦合到所述同步整流器。
15. 根据权利要求1的谐振切换转换器，其中，监控输出电流并且当输出电流超过指定水平时所述控制器控制切换操作以降低所述输出电流，其中所述指定水平在谐振切换转换器启动时被设置为第一水平并且在一个延迟之后所述指定水平被设置为低于所述第一水平的第二水平。
16. 根据权利要求l的谐振切换转换器，其中，在反馈回路中基于误差信号的水平来控制切换操作，所述误差信号表示所述输出电压和所述输出电压的期望电平之间的差值。
17. 根据权利要求16的谐振切换转换器，其中，在所述谐振切换转换器启动时，所述误差信号被首先设置为指定的水平并且随后被允许采取为表示所述输出电压和所述输出电压的期望电平之间的差值的水平。
18. —种用于谐振切换转换器的控制器，包括产生切换信号以操作同步整流器来从谐振回路获得功率以形成输出电压的装置；和用于使用频率调制来控制该切换信号的装置，其中所述用于控制的所述装置在第一模式中操作所述同步整流器，在所述第一模式中在高于所述谐振回路的谐振频率执行所述同步整流器的切换操作，所述第一模式使用用于所述同步整流器的占空因数，和其中用于控制的所述装置在第二模式中操作所述同步整流器，在所述第二模式中在低于所述谐振回路的谐振频率执行所述同步整流器的切换操作并且在所述第二模式中的所述同步整流器的占空因数小于在所述第一模式中的所述同步整流器的占空因数。
19. 根据权利要求18的谐振切换转换器，其中，用于产生的所述装置还产生切换信号用于操作耦合到所述谐振回路的切换反相器，用于为所述谐振回路充电。
20. —种用于控制谐振切换转换器的方法，包括操作同步整流器来从谐振回路获得功率以形成输出电压；禾口使用频率调制来控制同步整流器的切换操作，其中所述控制包括在第一模式中操作所述同步整流器，在所述第一模式中在高于所述谐振回路的谐振频率执行所述同步整流器的切换操作，所述第一模式使用用于所述同步整流器的占空因数，和其中所述控制包括在第二模式中操作所述同步整流器，在所述第二模式中在低于所述谐振回路的谐振频率执行所述同步整流器的切换操作并且在所述第二模式中的所述同步整流器的占空因数小于在所述第一模式中的所述同步整流器的占空因数。
全文摘要
本发明涉及具有高于和低于谐振频率的操作模式的谐振切换转换器。一种谐振切换转换器包括具有谐振频率的谐振回路；耦合到该谐振回路的同步整流器，所述同步整流器从该谐振回路获得功率用于形成输出电压；和耦合到该同步整流器的控制器，用于使用频率调制来控制同步整流器的切换操作。该控制器在第一模式中操作，在该第一模式中在高于谐振回路的谐振频率执行同步整流器的切换操作。第一模式使用用于同步整流器的占空因数。此外，控制器在第二模式中操作，其中在低于谐振回路的谐振频率执行同步整流器的切换操作并且在第二模式中的同步整流器的占空因数小于在第一模式中的同步整流器的占空因数。
文档编号H02M3/335GK101741255SQ200910207419
公开日2010年6月16日 申请日期2009年11月3日 优先权日2008年11月4日
发明者A·齐, 黄新年 申请人:虹冠电子工业股份有限公司