专利名称：一种开关电源pwm控制器的短路保护电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及开关电源技术领域，特别涉及一种开关电源PWM控制器 的短路保护电路。
背景技术：
PWM技术在电源领域得到了广泛应用，尤其在便携设备的适配器和充电 器中可以用来控制输出电压和输出功率。
参见图1,该图为现有技术中发射极驱动PWM开关模式电源电路图。
系统包括PWM控制器100、变压器102、功率开关管124、并联电压调 节器121、光耦101和由器件108、 109、 117、 121、 110和113组成的反馈回 路。PWM控制器100驱动功率开关管124。
当输出电压Vout上升，光耦101输出更大的电流到连接在PWM控制器 100的VCC/FB端的电容上，由此减小系统的占空比，从而减少传输到副边的 能量稳定输出电压Vout。
PWM控制器100通过高压NPN功率开关管124与变压器102的原边绕组相 连接。PWM控制器100控制从原边绕组传输到副边绕组的能量进而来控制输出 恒定直流电压。辅助绕组通过光耦给PWM控制器100提供偏置信号和反馈信 号。
参见图2,该图为现有技术中PWM控制器的功能模块图。
PWM控制器200包括启动电^各201和欠电压锁定(UVLO, Under Voltage
Lockout)比较器203。启动电路201连接在电源VCC和发射极驱动端OUT之间。
在启动期间，^人发射才及驱动端OUT流入的启动电流经启动电^各201对连 接VCC的电容充电。当VCC电压高于UVLO比较器203的上限电压阈值时， UVLO比较器203输出高电平信号，断开OUT和VCC之间的充电通路，同 时使HICCUP比较器213开始工作，结束启动过程。
系统启动后，PWM控制器开始正常工作，VCC同时作为PWM控制器的 电源和电压反馈信号端。当系统负载电流增加，输出电压下降时，光耦IOI的电流下降，导致VCC的电压降低，PWM控制器调节占空比增大。当VCC 电压进一步降低达到UVLO比较器203的下限电压阈值，PWM控制器将关断 开关信号输出，并打开启动电^各，系统重新进入启动过程。
PWM控制器还包括一个峰值电流比较器210,峰值电流比较器210在每 个开关周期比较流经内部的电流。
PWM比较器205通过反馈电压和发射极电流来调节开关信号的占空比。 发射极驱动端OUT根据PWM比较器205的输出决定不同的占空比来驱 动功率开关管。
现有技术中，系统短路时的输入功率限制是通过^r测功率开关管关断时 发射极驱动端OUT电压来实现。由分压电阻212和HICCUP比较器213在功 率开关管关断期间;险测发射极驱动端OUT的电压。
当在VCC电压下降到最小工作电压(UVLO下限阈值电压)前，若电路 检测到发射极驱动端OUT的电压低于设定的下限阈值电压(HICCUP电压)， HICCUP比较器213输出一个低的电压信号屏蔽PWM比较器205的输出，从 而关掉驱动电路和整个PWM控制器。之后系统将进入重启动的程序。这一过 程称为打嗝模式，电路设定的发射极驱动端OUT的阈值电压称为系统的下限 阈值电压(HICCUP电压)。
参见图3，该图为VCC和发射极驱动端OUT在打嗝^t式下的电压波形。
上述系统短路保护是建立在假设变压器102辅助绕组和副边绕组耦合较 理想的前提下。当其耦合性不理想时，系统短路时发射极驱动端OUT的电压 将不会降到HICCUP电压。在这种条件下，只有依靠VCC电压下降到UVLO 下限阈值触发欠压保护来实现短路保护。VCC从正常工作电压下降到很低的 UVLO的低阈值电压，在一段相对较长时间内输出大的输出电流，这导致系统 的瞬时输入功率将大大高于正常工作模式。短路系统的输入平均功率等于有脉 冲输出时间段的功率乘以[Ton/(Ton+Toff)],其中Ton是UVLO比较器203输 出高电平的时间，Toff是UVLO比较器203输出低电平的时间。
参见图4,该图为VCC和发射极驱动端OUT在非HICCUP模式下的电 压波形。
图3和图4的两种短路模式，系统瞬时的输入功率都由输出PWM脉冲的最大占空比决定。系统的平均输入功率由输出脉沖的时间和VCC端电容113
和112充电至UVLO上限阈值电压的时间决定。
到UVLO低阈值电压或OUT端下降到HICCUP电压时电容111初值电压的函 数。实际运用系统中原边绕组、副边绕组和辅助绕组的耦合决定了 VCC下降 到UVLO低阈值电压或OUT端下降到HICCUP电压时电容111初值电压。在 某些变压器的运用条件下，电容lll的电压很高，致使VCC重启动的频率增 大，从而导致系统的平均短路输入功耗增大。特别在高输入线电压时，目前的 结构会产生很大的短路输入功率。这将导致PWM控制器，功率开关管或其他 器件失效和系统的可靠性下降。
实用新型内容
本实用新型要解决的技术问题是提供一种开关电源PWM控制器短路保 护电5^，可以降低短;洛时开关电源的平均输入功率。
本实用新型提供一种开关电源PWM控制器的短路保护电路，包括短路 检测器、短路恢复电路和频率选择器；
所述短路检测器，用于检测欠电压锁定比较器的输出信号，当检测到有输 出信号时，产生短^各信号；
所述短路恢复电路，用于设定恢复时间，当恢复时间结束时，产生恢复信
所述频率选择器，当接收到所述短路信号时，用于将开关频率变为短路 PWM频率；当接收到所述恢复信号时，用于将所述短路PWM频率恢复为所 述开关频率。
优选地，所述短路检测器为D触发器，所述欠电压锁定比较器的输出端 连接所述D触发器的脉冲端；所述D触发器的输出端连接所述频率选择器。
优选地，所述短路恢复电路包括计数器、第一窄脉冲发生器和所述D触 发器；
所述计数器，用于设置所述恢复时间，当所述恢复时间结束时，发送触发 信号至所述第一窄脉冲发生器；
所述第一窄脉冲发生器，用于产生所述恢复信号；所述第 一窄脉冲发生器输出的所述恢复信号连接所述D触发器的复位端。 优选地，所述频率选择器包括分频器、第二窄脉冲发生器和两输入多路选
择器，所述频率选择器包括分频器、第二窄脉冲发生器和两输入多路选择器； 所述分频器，用于将振荡器输出的75%占空比的频率转变为短路频率，并 输出至所述第二窄脉冲发生器；所述短路频率的占空比为50%;
所述第二窄脉冲发生器，用于根据平均输入功率和PWM控制器的OUT 端电压将所述50%占空比的短路频率转变为占空比较小的短路频率，将所述短 路频率输入至所述两输入多路选择器的第一输入端；
所述振荡器输出的频率输入至所述两输入多路选择器的第二输入端； 所述D触发器的输出端连接所述两输入多路选择器的控制端。 与现有冲支术相比，本实用新型具有以下优点 -本实用新型提供的开关电源PWM控制器短路保护电路，通过短路检测器 检测欠电压锁定比较器的输出信号，当检测到欠电压锁定比较器有输出信号 时，产生短路信号；该短路信号触发频率选择器选择短路PWM频率。这样， 可以降低PWM开关频率和限制最大占空比，从而在系统短路时降低平均输入 功率。本实用新型还为了在短路解除后系统恢复正常运行，设置了短路恢复电 路，当恢复时间到了后，产生恢复信号，触发频率选择器恢复为正常开关频率。
图1是现有技术中发射极驱动PWM开关模式电源电路图； 图2是现有技术中PWM控制器的功能模块图3是现有技术VCC和发射极驱动端OUT在打嗝模式下的电压波形； 图4是现有技术VCC和发射极驱动端OUT在非HICCUP模式下的电压 波形；
图5是本实用新型PWM控制器短路保护电路第一实施例结构图6是本实用新型PWM控制器短路保护电路VCC、端FB端和OUT端 和UVLO比较器端的电压波形；
图7是本实用新型PWM控制器短路保护电路第二实施例结构图8是本实用新型启动电路的实施例电路图。
具体实施方式
为使本实用新型的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附 图对本实用新型的具体实施方式
做详细的说明。
参见图5,该图为本实用新型PWM控制器短路保护电路第一实施例结构图。
本实施例提供的开关电源PWM控制器的短路保护电路包括短路一全测器 518、短路恢复电路520和频率选择器519。
所述短路检测器518,用于检测UVLO比较器503的输出信号，当检测到 有输出信号时，产生短路信号。
当系统正常工作时，UVLO比较器503输出低电平信号，当系统发生短路 时，UVLO比较器503输出高电平信号，即产生电平跳变。
所述短路恢复电路520，用于设定恢复时间，当恢复时间结束时，产生恢 复信号。
如果PWM控制器短路保护电路检测到系统短路后一直保持低的频率，短 路条件被释放后系统也不会恢复成正常的电压输出。为确保系统能在短路释放 后恢复正常工作，采用短路恢复电路520设定恢复时间，当恢复时间结束后， 产生恢复信号，使电路恢复正常工作。
所述频率选择器519,当接收到所述短路信号时，用于将开关频率变为短 路PWM频率；当接收到所述恢复信号时，用于将所述短路PWM频率恢复为 所述开关频率。
参见图6，该图为本实用新型PWM控制器短路保护电路VCC端、OUT 端和UVLO比4交器端的电压波形。
Freq_Sel信号是复位信号。在图5中具体是短路恢复模块520到UVLO 比较器503和频率选择器519的信号。在恢复时间结束后置"0",即低电平， 使短路PWM频率恢复正常的开关频率，并完成一个完整的启动过程。在正常 的开关频率下完成一个完整的启动过程，保证系统在短路被释放的条件下能够 恢复正常的电压输出。
1/8，用Kl表示。
需要说明的是，短路PWM频率可以根据短路功耗设为小于正常的开关频率的任一值，不局限于1/8。
另外，当输出电压Vout再次短路或者开路后，VCC将会降至其UVLO阈 值电压，frecLSe信号被置为"1",即高电平，开关频率将再次恢复至短路PWM 频率Kl,在下一个恢复时间周期后检测短路或者开路状态是否解除。
参见图7，该图为本实用新型PWM控制器短路保护电路第二实施例结构图。
所述短路;险测器为D触发器704,所述UVLO比较器708的输出端连接 所述D触发器704的脉冲端CLK;所述D触发器704的输出端Q连接所述频 率选择器。
所述短路恢复电路包括计数器710、第一窄脉沖发生器709和所述D触发 器704。
所述计数器710,用于设置所述恢复时间，当所述恢复时间结束时，发送
触发信号至所述第一窄脉沖发生器709。
所述第一窄脉沖发生器709，用于产生所述恢复信号SC—R。
所述第 一窄脉冲发生器709输出的所述恢复信号SC—R连接所述D触发器
的复位端RESET。
所述频率选^^器包括分频器702、第二窄脉冲发生器703和两输入多路选 择器705。
所述分频器702,用于将振荡器701输出的75%占空比的频率转变为短路 频率，并输出至所述第二窄脉冲发生器703;所述短路频率的占空比为50%。
所述第二窄脉冲发生器703,用于根据平均输入功率和PWM控制器的 OUT端电压将所述50%占空比的短路频率转变为占空比较小的短路频率，将 所述短路频率输入至所述两输入多路选择器705的第一输入端A。
所述振荡器701输出的频率输入至所述两输入多路选择器705的第二输入 端B。
所述D触发器704的输出端Q连接所述两输入多路选择器705的控制端S。 当UVLO比较器708输出高电平时，D触发器704的CLK端产生跳变， 输出端Q产生有效信号，两输入多路选择器705的控制端S接收有效信号， 选择第一输入端A的信号输出，即输出PWM时钟信号为短路频率。计数器710计数恢复时间，当恢复时间结束时，触发第一窄脉冲发生器
709产生恢复信号SC—R。恢复信号连接D触发器704的复位端RESET， D触 发器704复位，输出端Q产生电平跳变，两输入多路选择器705的控制端S 接收跳变信号，选4奪第二输入端B的信号输出，即输出正常的PWM频率。 本实施例优选所述恢复时间为256ms。
需要说明的是，恢复时间可以根据短路功耗和系统短路恢复响应时间来设 定，不局限于256ms。
电阻706和电阻707作为分压电阻，为UVLO比较器提供输入电压。
为了更好地降低短路时系统的平均输入功率，本实用新型还对现有技术中
的启动电路做了改进。
现有技术中启动电路的缺点是VCC充电时间受OUT端电压影响很大，当 外围系统设计不当时，系统短路后OUT端电压依然很高，导致启动电路充电 触发后VCC端被大电流短时间充至启动电压，从而无法降低系统平均功率。 而本实施例提供的启动电路的优点，除了上述的有效降低平均输入功率外，电 容的充电时间可控，受OUT端电压影响小，可使系统外围设计更加灵活。
参见图8,该图为本实用新型启动电^各的实施例电^各图。
本实用新型实施例提供的启动电路包括第一限流电阻801、第二限流电 阻802、PMOS管803、NMOS管805、第一高压NMOS管804，第二高压NMOS 管806、第三高压NMOS管807和偏置电阻808。
PMOS管803连冲矣成一个二才及管状态。
NMOS管805连接成一个二极管状态。
第一限流电阻801和第二限流电阻802限制了其各自电流支^^的最大电
流o
PMOS管803抬升了 OUT端的启动电压。
第一高压NMOS管804的栅极连接使能端的使能信号决定了启动电路的
固定充电电流电流是否开始工作。
NMOS管805断开了 VCC端到第一高压NMOS管804的漏极的通路。 第三高压NMOS管807的阈值电压和偏置电阻808决定了启动电路的充
电电流为一个固定值。在正常工作过程中，第一高压NMOS管804工作在深线性区，第二高压 NMOS管806截止。所以，OUT端到VCC端的充电通路是关闭的。
在系统短路或者开路后，VCC降至其UVLO电平，第一高压NMOS管804 截止，第二高压NMOS管806工作在々包和区，充电通^各打开，充电电流/>式
为/&。8。由此可见，启动电3各的充电电流由所述阈值电压Vth和偏置
电阻808的阻值决定。其中，Vth是第三高压NMOS管807的阈值电压。
当VCC升到PWM控制器启动电压后，OUT端到VCC端的充电通路再 次关闭。
本实施例提供的启动电路可以通过延长充电时间，在系统短路或开路时有 效降低系统的平均输入功率。
以上所述，仅是本实用新型的较佳实施例而已，并非对本实用新型作任何 形式上的限制。虽然本实用新型已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定 本实用新型。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本实用新型技术方案范围 情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本实用新型技术方案做出许多 可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本实 用新型技术方案的内容，依据本实用新型的技术实质对以上实施例所做的任何 筒单修改、等同变化及修饰，均仍属于本实用新型技术方案保护的范围内。
权利要求1、一种开关电源PWM控制器的短路保护电路，其特征在于，包括短路检测器、短路恢复电路和频率选择器；所述短路检测器，用于检测欠电压锁定比较器的输出信号，当检测到有输出信号时，产生短路信号；所述短路恢复电路，用于设定恢复时间，当恢复时间结束时，产生恢复信号；所述频率选择器，当接收到所述短路信号时，用于将开关频率变为短路PWM频率；当接收到所述恢复信号时，用于将所述短路PWM频率恢复为所述开关频率。
2、 根据权利要求1所述的开关电源PWM控制器的短路保护电路，其特 征在于，所述短路检测器为D触发器，所述欠电压锁定比较器的输出端连接 所述D触发器的脉冲端；所述D触发器的输出端连接所述频率选择器。
3、 根据权利要求2所述的开关电源PWM控制器的短路保护电路，其特 征在于，所述短路恢复电路包括计数器、第一窄脉沖发生器和所述D触发器；所述计数器，用于设置所述恢复时间，当所述恢复时间结束时，发送触发 信号至所述第一窄脉冲发生器；所述第一窄脉冲发生器，用于产生所述恢复信号；所述第 一窄脉冲发生器输出的所述恢复信号连接所述D触发器的复位端。
4、 根据权利要求3所述的开关电源PWM控制器的短路保护电路，其特 征在于，所述频率选择器包括分频器、第二窄脉冲发生器和两输入多路选择器， 所述频率选择器包括分频器、第二窄脉冲发生器和两输入多路选择器；所述分频器，用于将振荡器输出的75%占空比的频率转变为短路频率，并 输出至所述第二窄脉冲发生器；所述短路频率的占空比为50%;所述第二窄脉沖发生器，用于根据平均输入功率和PWM控制器的OUT 端电压将所述50%占空比的短路频率转变为占空比较小的短路频率，将所述短 路频率输入至所述两输入多路选择器的第 一输入端；所述振荡器输出的频率输入至所述两输入多路选择器的第二输入端；所述D触发器的输出端连接所述两输入多路选择器的控制端。
专利摘要本实用新型提供一种开关电源PWM控制器的短路保护电路，包括短路检测器、短路恢复电路和频率选择器；所述短路检测器，用于检测欠电压锁定比较器的输出信号，当检测到有输出信号时，产生短路信号；所述短路恢复电路，用于设定恢复时间，当恢复时间结束时，产生恢复信号；所述频率选择器，当接收到所述短路信号时，用于将开关频率变为短路PWM频率；当接收到所述恢复信号时，用于将所述短路PWM频率恢复为所述开关频率。本实用新型提供的开关电源PWM控制器短路保护电路，可以降低PWM开关频率和限制最大占空比，从而在系统短路时降低平均输入功率。
文档编号H02H7/10GK201435598SQ20092015736
公开日2010年3月31日 申请日期2009年5月26日 优先权日2008年10月29日
发明者方邵华, 朱亚江, 段建华, 超 陈 申请人:Bcd半导体制造有限公司