专利名称：斩波变换器中的过压限制的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及电子电路，更具体地，本发明涉及使用变压器的开关模式电源 电路。
背景技术：
在使用变压器的开关模式电源中，在变压器次级的一个或者多个静态开关(例 如，续流二极管)由于所谓的电荷恢复现象而在被关断(被打开)时可能产生电压峰值。 开关需要耐受这样的反向过压。现在，开关越能够耐受反向过压，其正向电压降越大， 因此变换器的效率越低。现已提出与续流二极管并联地将电容元件与电阻器串联。这样的串联连接用 于当二极管截止时过滤过压。然而，这样的电路(通常称为“缓冲器”)是不可调的， 且在制造时固定。此外，对于用于高功率(从几瓦至几千瓦)的电路，这样的保护产生 明显的损耗。US-A-5 943 225公开了一种具有与电容元件并联的无源元件(电阻器)的开关模 式变换器，所述电容元件与二极管串联。DE 36 39 495A1公开了一种用于降低开关损耗但不用于限制过压的电路。该电 路的有源元件需要取决于导电周期的外部控制信号。
发明内容
期望保护连接在开关模式电源电路下游的电路不受反向过压影响，特别是与静 态开关的关断有关的反向过压。也期望具有可以结合在一起的解决方案。为实现所有这些目的或者其中一部分以及其它目的，本发明的至少一个实施方 式提供开关模式变换器，该开关模式变换器包括具有与至少一个第一开关结合的次级绕 组的电感变压器，包括至少一个与电容元件串联的第一二极管，与第一开关并联；以及与所述电容元件并联、用于限制其两端之间的电压的有源电路。根据变换器的一实施方案，所述有源电路包括与电容元件并联的晶体管；以及代表电容元件两端的电压且用于控制晶体管的数据的放大器。根据一实施方式，放大器的第一输入端耦合至电阻分配桥的中点，该电阻分配 桥与电容元件并联耦合，放大器的第二输入端通过电压源连接至电容元件的端子之一。根据一实施方式，晶体管为双极晶体管，其集电极和发射极耦合在电容元件的 两端，且其基极耦合至比较器的输出端。根据一实施方式，在变换器的两个输出端子之间，所述第一开关与所述次级绕 组串联。
根据一实施方式，在变换器的两个输出端子之间，第二开关与所述次级绕组串 联，所述第一开关与该串联连接并联耦合。根据一实施方式，第二二极管将次级绕组和第二开关的接合点与电容元件和第 一二极管的接合点连接。在下文中结合附图的对具体实施例的非限制性描述中将详细讨论本发明的上述 目的、特征和优点。
图1示意性地示出开关模式变换器的实施方式；图2示出图1所示电路的细节；图3示出图1所示电路的细节，示出另一实施方式；图4A、图4B和图4C为示出保护电路的操作的时序图；图5部分地示出开关模式变换器的另一实施方式；图6部分地示出开关模式变换器的又一实施方式。
具体实施例方式在不同的附图中，为相同的元件指定相同的参考标记。出于清楚的目的，仅示 出和描述有助于理解本发明的那些元件。特别地，未详细描述由开关模式电源产生的电 压的目的，本发明与这样的电压的任何一般应用兼容。图1示意性地示出前向式开关模式变换器。这样的变换器基于使用具有初级绕 组11的变压器10，该初级绕组11由施加在两个输入端子1和2之间的直流电压Vin以切 断开关K的开关速率来供电。在图1所示的示例中，在端子1和2之间，初级绕组11与 开关K串联。也可提供开关K与绕组11并联的组合。开关K由设置其开关频率(例如 从几十千赫兹至几百千赫兹)以及控制脉冲的占空比的电路25(CTRL)控制。优选包括 在端子1和2之间与二极管22串联的电感元件21的去磁电路与变压器初级结合，二极管 22的阳极在应用电压Vin的较低电势(例如，接地)的端子2这一侧。绕组21以电感式 耦合(由虚线23示出的耦合)至初级绕组11。绕组11和21的各自相点是颠倒的。在变压器10的次级，使用具有与初级绕组11位于同一侧的相点的次级绕组12 来恢复以开关K的开关速率传输的功率。在用于提供直流电压Vout的变换器的两个输出 端子5和6之间，绕组12与二极管30和电感元件31串联。二极管30的阳极在绕组12 这一侧。电容平滑元件C连接端子5和6。在图1中，代表绕组12的漏感的虚构电感 32被示为与绕组12串联。续流二极管34将二极管30的阴极连接至次级的接地端6。相反地，二极管34 需要耐受通常称为台阶电压的电压，该电压与绕组之间的轧数比、输入电压Vin以及模式 开关占空比关联。实际中，取大致20%的安全余量。然而，当其启开时，出现的过压 (在此为负的)超出该台阶电压。为降低这样的过压，提出与二极管34并联地用于限制 其反向电压的电路4。图2示出限制电路4的实施方式。电容元件43与有源电路44并联用于限制其 两端的电压。有源电路44包括放大器51，放大器51具有接收例如由齐纳二极管53提供的参考电压的输入端(例如反相端)，且具有连接至由耦合在电容元件43两端的两个串 联的电阻器R55和R57形成的电阻分配桥的中点的另一输入端(例如，正相端)。放大 器51的输出端控制NPN型双极晶体管59的基极，晶体管59也与电容元件43并联。晶 体管59的发射极连接至地6且其集电极连接至二极管41的阴极。放大器51控制晶体管 59处于线性状态。放大器51的电源由电容元件43提供。图3示出电路44的功能等效电路。这相当于与电容元件43并联地连接可变电 阻器44。电阻器R55和R57的值的和设置电容器43两端的电压。这些电阻器的值的比 是根据齐纳二极管53的任意设置的阀值电压选择的。二极管53作为处于其阀值电平的 电压源。电容元件43两端的电压被选择成小于或者等于台阶电压。这种选择缘于可接 受的功率消耗与过压过滤的质量之间的折中。电压越接近正电源电压，电路消耗越大， 但其对过压的过滤越好。图4A、图4B和图4C为示出图2所示电路的操作的时序图。图4A示出在二极 管34被接通时二极管34中的电流I34的形状的示例。图4B示出该二极管两端的电压V34 的相应形状。图4C示出限制电路的电容元件43两端的电压V43的相应形状。 在该示例 中，假设该电压等于台阶电压E，由电阻器R55和R57设置。在二极管43的每个导电周期结束时(时间tl)，其中的电流开始以与次级绕组 12两端的电压V12除以漏感32的值L32的比值对应的斜率下降。在电荷恢复现象开始时 的时间t2，二极管中的电流反向。在电流I34开始再次上升以排空所恢复的电荷时的时间 t3，二极管两端的电压V34突然反向。图4B示出对应于台阶电压的负电平E。该电平对 应于二极管34的反向电压稳定直至其下一次开关时的电平(表示次级绕组12两端的电压 倒置)。在更加具体针对的应用中，台阶电压为几十伏，且过压可以超过几百伏。在没有保护电路的情况下，负电压峰值(在图4中以虚线示出)远低于电压E， 在时间t3之后出现。这些峰值通常需要校准二极管(sizing diode)，使其可以承受这样的 反向过压。由于电路4的原因，且如图4B和图4C所示，在时间t3，保护电路激活晶体管 59且使其强导电，这使得能够吸收负峰值。因此，二极管34两端的反向电压被限制至电 压E或者由R55/R57设置的更小的电压。如图4C所示，电容器43两端的电压在二极管34的每次导电周期期间从电压E 下降直至时间t3，在时间t3，该电压通过来自电感器32的功率输送而上升。在时间t3， 电容器43利用储存在漏感32中的功率充电。元件43的值设置其两端的电压V43的变化。 在漏感32放电结束时电压V43所达到的电平取决于例如二极管34中的反向电流。例如所示的保护电路使得能够精确地设置电路得到保护时的电压。此外，所产 生的损耗小于串联电阻和电容电路的损耗。在晶体管59中发生功率损耗，晶体管59具 有比串联电阻元件更少的损耗。此外，电路通过其自身适应应用操作(温度、电荷等)。另外，保护电路元件是可集成的。图5部分地示出应用于二极管30和34的保护的另一实施方式。在该情况下，电路42和二极管41的位置颠倒，且另外的二极管61将二极管41的阳极连接至二极管30 的阳极。通过利用相同的电路42，二极管61使得能够限制二极管60截止时的过压。图 5所示组件的操作可以从之前关于图3所讨论的内容得出。图6部分地示出应用于所谓的回扫式变换器的另一实施方式。与图1所示的变换 器比较，变压器10'的次级绕组12'的相点是相反的，且续流二极管34被抑制。电路 4'位于二极管30的两端。这相当于串联连接二极管61和电路42，与二极管30并联。 图5所示组件的操作可以从之前所讨论的内容得出。图6示出一变型，根据该变型，二 极管61和电路42的各自位置相对于之前的组件已经颠倒。上文已描述了各个实施方式。本领域技术人 员会想到不同的改变、修改和改 进。特别地，赋予不同部件、特别是电阻器R55和R57以及元件43的尺寸取决于应用和 所期望的最大相反电压。此外，尽管已关于正电压Vin和Vout描述了本发明，但是容易 移用于负电压。此外，可以将MOS技术而不是双极技术用于放大器51和开关59。最 后，尽管已关于二极管34(或者30)描述了本发明，但是电路42可以与任何开关模式电 源的开关(例如，MOS晶体管、IGBT晶体管等)结合，二极管30或者34为自控制开关 的类型。
权利要求
1.一种开关模式变换器，包括电感变压器(10，10')，该电感变压器(10，10')具 有与至少一个第一开关(34，30)结合的次级绕组(12，12')，与电容元件(43)串联的 至少一个第一二极管(41，61)与所述第一开关并联，且该电感变压器具有与所述电容元 件并联的用于限制其两端的电压的有源电路(44)，所述电路包括与所述电容元件并联的晶体管(59)；以及放大器(51)，该放大器(51)的第一输入端耦合至与所述电容元件(43)并联的电阻分 配桥(R55，R57)的中点，且所述放大器(51)的第二输入端通过电压源(53)连接至用于 控制所述晶体管的所述电容元件的端子之一。
2.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述晶体管为双极晶体管(59)，该双极晶 体管(59)的集电极和发射极耦合在所述电容元件(43)的两端，且该双极晶体管(59)的 基极耦合至所述比较器(51)的输出端。
3.根据权利要求1或者2所述的变换器，其中，在所述变换器的两个输出端子(5，6) 之间，所述第一开关(30)与所述次级绕组(12，12')串联。
4.根据权利要求1或者2所述的变换器，其中，在所述变换器的两个输出端子(5， 6)之间，第二开关(30)与所述次级绕组(12)串联，所述第一开关(34)与所述第二开关 (30)和所述次级绕组(12)的串联连接并联。
5.根据权利要求4所述的变换器，其中，第二二极管(61)将所述第二绕组(12)和所 述第二开关(30)的接合点与所述电容元件(43)和所述第一二极管(41)的接合点连接。
全文摘要
本发明涉及一种斩波变换器，该变换器包括具有连接至至少一个第一开关(34)的次级绕组(12)的电感变压器(10)，包括与所述第一开关并联的、至少一个与电容元件串联的第一二极管，以及与所述电容元件并联的、用于限制其端子之间的电压的有源电路。
文档编号H02M1/32GK102027666SQ200980117017
公开日2011年4月20日 申请日期2009年5月12日 优先权日2008年5月13日
发明者乌里安·哈马杜, 伯特兰·里韦特 申请人:意法半导体(图尔)公司