专利名称：开关电源以及开关方法
技术领域：
本发明涉及开关电源以及开关方法的技术。
背景技术：
为了从商用交流电源进行整流、平滑而得到直流，使用二极管桥和平滑电容器的 结构是最简单的。但是，根据该结构，成为输入电流仅在电源电压的峰值附近流通的、所谓 电容器输入型的整流电路，造成功率因数降低、输入谐波增大。在国际标准中规定了输入 谐波的问题，需要与输入电力对应的对策。相对于其动作，提出了各种称为功率因数改善 (PFC :Power Factor Correction)转换器或者高功率因数转换器的转换器。其中最一般的电路是非专利文献1记载那样的称为升压型PFC转换器的电路方 式。图11示出一般的开关电源的电路图。图11所示的开关电源lb具备前级的升压型PFC转换器41和后级的绝缘型 DC (Direct Current，直流)-DC 转换器 42。升压型PFC转换器41 (以下记载为PFC转换器41)是如下结构的电路在连接于 交流电源2的整流二极管桥3的正极侧与负极侧之间连接线圈21和开关元件22的串联电 路，在线圈21和开关元件22的连接点上连接升压二极管23的阳极侧，将升压二极管23的 阴极侧与输出平滑电容器24的高电压侧连接，并连接了输出平滑电容器24的低电压侧与 二极管桥3的负极侧。于是，通过对PFC控制用的开关元件22的导通期间的时间比率进行控制，来控制 输入电流波形，通过升压二极管23向输出平滑电容器24积蓄电荷，将升压后的电压保持在 输出平滑电容器24中。另外，后级的绝缘型DC-DC转换器42虽然是电流谐振型的转换器，但将保持在该 输出平滑电容器24中的电压作为输入，对两个开关元件25、26进行导通/截止控制以使时 间比率分别成为大致50%并且使定时相辅。于是，其结果，通过次级侧的二极管29、30和输 出电容器31对由谐振电容器27和变压器28构成的谐振电路中发生的谐振电流进行整流、 平滑，向负载32输出期望的直流输出电压。非专利文献1 :「L6599」数据表(尹一夕* 一卜)、p. 6、「在线」、2009年2月11 日、ST微电子学(ST74夕口工 卜口二夕7)，「2009年2月17日检索」、网络<URL http://www. st. com/stonline/products/literature/ds/12337/16599. pdf>但是，图11所示的PFC转换器41不具有绝缘功能，并且是升压型的，所以为了得 到直流24V、12V这样的电压，通过在PFC转换器41的后级连接具有绝缘变压器的绝缘型 DC-DC转换器42，并利用该绝缘型DC-DC转换器42进行降压，由此得到期望的直流电压。根 据这样的结构，需要直到得到直流电压为止通过变换电路，所以综合变换效率低，且在节能 的观点上存在课题。另外，在图11那样的开关电源lb的情况下，对于在PFC转换器41中使用的开关元件22、和在绝缘型DC-DC转换器42中使用的开关元件25、26的控制信号，如非专利文献 1所述，一般分别使用各自的控制ICdntegrated Circuit，集成电路)，所以在通过对控制 IC、其他部件件数进行削减等来降低整体的成本时存在界限。进而，图11所示那样的开关电源lb成为两级的转换器结构，所以存在如下课题 例如，即使各转换器41,42实现90%的效率，但综合效率求积成为81% (0.9X0.9X100)， 即使使各转换器41、42高效化，其结果整体效率也会降低。
发明内容
本发明是鉴于这样的背景而完成的，本发明的目的在于提供一种效率良好的开关 电源以及开关方法。为了解决上述课题，本发明提供一种开关电源，将交流电压作为输入，输出直流电 压，其特征在于，具备对上述交流进行整流的整流部、第一电容器、第一电路、以及第二电路，对于上述整流部并联连接了上述第一电容器、上述第一电路、以及上述第二电路，在上述第一电容器的输入侧端子与上述第二电路的输入侧端子之间，对于上述整 流部串联连接了第一电感器，在上述第一电路中，串联连接有第一开关元件和第二开关元件，进而，在上述第一电路中，对于上述第二开关元件并联连接了第三电路，其中，在 上述第三电路中，串联连接有变压器的初级绕组和第三电容器，上述变压器的初级绕组对应于平滑电路中的变压器的次级绕组，在上述第二电路中，串联连接有上述第三开关元件和第二电容器。对于其他单元，在实施方式中适当地进行描述。根据本发明，可以提供一种效率良好的开关电源以及开关方法。
图1是第一实施方式的开关电源的电路图。图2是示出通过本实施方式的开关电源进行了控制时的输入电压、输入电流、 Cdc2电压以及输出电压的关系的图。图3是示出在图2的期间T1进行的控制动作的时序图。图4是示出在图2的期间T2进行的控制动作的时序图。图5A是示出各时刻下的电路与电流的状态的图(其1)。图5B是示出各时刻下的电路与电流的状态的图(其2)。图6是用于进行开关电源的动作的比较的时序图。图7是示出向用于控制本实施方式的开关电源的控制器的输入输出信息的图。图8是示出图2中的期间T2中的其他动作控制的时序图。图9是示出用于使电容器Cdc2的两端电压上升时的输入电压、输入电流、电容器 Cdc2以及输出电压的关系的图。图10是第三实施方式的开关电源的电路图。图11是一般的开关电源的电路图。
标号说明1、la、lb 开关电源2交流电源3 二极管桥(整流部)5 负载20控制器Cdcl电容器(第一电容器)Cdc2电容器(第二电容器)Cr电容器(谐振电容器第三电容器)D1、D2 二极管Lin 电感器(inductor)(第一电感器)Lr电感器(第二电感器)Q1开关元件(第一开关元件)Q2开关元件(第二开关元件)Q3开关元件(第三开关元件)Tr变压器
具体实施例方式接下来，适当地参照附图，详细说明用于实现本发明的方式(称为“实施方式”)。 另外，在本实施方式中参照的附图中，对同样的结构附加同一标号并省略说明。本实施方式的开关电源在具有功率因数改善控制和绝缘功能、输出电压稳定化控 制功能的一级方式开关电源中，能提供高效且适用于小型薄型化的方式，可以对液晶电视、 等离子电视的设置厚度的薄型化作出贡献。(第一实施方式)首先，使用图1 图7，说明本发明的第一实施方式。(电路结构)图1是第一实施方式的开关电源的电路图。在开关电源1中，首先，来自交流电源2的输入电压经由作为整流部的二极管桥3 成为输入电压波形的全波整流波形。将来自二极管桥3的输入电流记载为Iin，将来自二极 管桥3的输入电压记载为Vin。另外，交流电源2以及二极管桥3的结构与图11所示的交 流电源2以及整流二极管桥3相同，所以附加了同一标号。在二极管桥3的直流侧(输出侧)的正侧端子N1、负侧端子N2之间，并联连接了 作为第一电容器的电容器Cdcl。另外，与该电容器Cdcl并联连接了第二电路。第二电路 是串联连接了作为第三开关元件的开关元件Q3、和作为第二电容器的电容器Cdc2的电路。 另外，在第二电路的正侧端子N3与端子m之间，串联连接了电感器Lin。进而，在第二电路的正侧端子N3与负侧端子N4之间，并联连接了第一电路。第一 电路是串联连接了作为第一开关元件的开关元件Q1和作为第二开关元件的开关元件Q2的 电路。另外，对开关元件Q2，并联连接了第三电路。第三电路是串联连接了变压器Tr的
5初级侧(初级绕组)和作为第三电容器的电容器Cr (谐振电容器)的电路。接下来，说明平滑电路。在平滑电路中，变压器Tr的次级侧(次级绕组)将中点接地而二分割之后，各自 的另一端上连接了二极管D1、D2的阳极，二极管D1、D2的阴极与电容器4的正极侧共同连 接。另外，输出电容器4的负极侧被接地，该输出电容器4与负载5并联连接而得到输出。 将输出给负载5的电流设为lout，将输出的电压设为Vout。另外，在图1中，采用了变压器Tr是一个的结构，但还可以采用如下结构，S卩，使用 多个小型、薄型的变压器，将初级侧串联连接，将次级侧分别并联连接。通过做成这样的结 构，可以降低变压器Tr部分中的厚度，电源整体的厚度也薄型化，例如可以组装到以薄型 为特长的液晶电视等中。(动作)接下来，参照图2 图5，说明本实施方式的开关电源1的动作。首先，参照图2，说明交流周期中的本实施方式的开关电源1的动作的概要。图2是示出通过本实施方式的开关电源进行了控制时的输入电压、输入电流、电 容器Cdc2以及输出电压的关系的图。g卩，图2是在曲线图中示出了经由二极管桥3全波整流后的输入电压Vin(141V)、 来自二极管桥3的输入电流Iin以及与开关元件Q3连接的电容器Cdc2的电压(Cdc2电 压)、输出电压Vout随着时间经过的变化的图。全波整流后的电压Vin总是呈现正的符号的正弦波形，由于控制成与该电压波形 匹配地成为输入，即如后所述输入电流Iin按照电容器Cdcl的施加电压而变化，所以输入 电流Iin成为图2所示的曲线图那样的波形。其中，在输入电压Vin接近“0”的点处，由于 如后说明的通过使开关元件Q1、Q2同时成为导通状态而导入输入电流Iin的功能消失，所 以在其附近输入电流Iin的值(绝对值)也成为大致零。另一方面，Cdc2电压与输入电压Vin的关系成为图2的第三个曲线图。从曲线 图可知，相对于用实线表示的Cdc2的电压，用虚线表示了输入电压Vin，且部分地重叠的情 形。在两个线重叠的期间(时间T1)，由于输入电流Iin不被切断，所以按照后述的图 3所示的控制、即通常的电流谐振模式动作。另一方面，在输入电压Vin比实线的Cdc2电压值低的期间(期间T2)，由于输入电 流Iin被切断，所以如用图4后述那样进行使开关元件Ql、Q2同时导通的控制，并且，与其 关联地对开关元件Q3也进行开关，从而控制输入电流Iin。由于这样在输入电压Vin的宽 的范围内得到输入电流Iin，所以虽然在最下段示出的输出电压Vout (24V)根据输入电流 Iin而呈现若干的变动(包括波动)，但可以得到稳定的输出。另外，针对输出电压Vout的变动，通过加进负载的特性来进行极其细微的控制， 由此可以设为更稳定的输出。接下来，参照图1，同时参照图3 图5B，详细说明本实施方式的开关电源的控制动作。图3是示出在图2的期间T1进行的控制动作的时序图。对电流谐振进行控制的两个开关元件Q1、Q2按照大致50%的时间比率进行动作。在该情况下，在开关元件Ql和开关元件Q2的导通期间，不相互重叠而(相辅地)动作，开 关元件Q3进行总是导通的控制。
在开关元件Ql、Q2中，在各自的导通期间内流通相互相似的波形的电流(IQ1、 IQ2)，从次级侧通过整流二极管D1、D2 (电流波形ID1、ID2)供给输出电流。另外，开关元件 Q3中流过的电流(IQ3)与开关元件Ql中流过的电流(IQl)大致相同。另外，图3所示的控制动作，除了不进行升压以外，与图11所示的在开关电源Ib 等中一般进行的控制动作大致相同。接下来，参照图4、图5A、以及图5B，说明在图2的期间T2，进行使开关元件Ql与 开关元件Q2同时导通的控制时的开关动作。图4是示出在图2的期间T2进行的控制动作的时序图，图5A、图5B是示出各时刻 下的电路与电流的状态的图。另外，在图4中，在最下段的ID2的曲线图中示出了时刻tl
t5o在该控制中，对于开关元件Ql，与图3同样地进行时间比率大致50%下的控制，对 于开关元件Q2，将导通期间延长10%左右，设置了开关元件Ql和开关元件Q2同时成为导 通的期间(时刻tl t2)。此时，由于开关元件Q3成为截止，所以如图5A(a)所示，从电容 器Cdcl供给的电流经由电感器Lin流通到开关元件Ql和开关元件Q2，如图4所示大致单 调地增加。此时的电流由电容器Cdcl的静电电容、电感器Lin的值、以及电容器Cdcl的电位 来决定。另外，为了将来自作为在后述的时刻t2中说明的输入电源的二极管桥3的电流 导入到电容器Cdcl，电容器Cdcl的电位需要低于商用电源1的整流后的输入电压Vin，所 以需要设定在开关周期内导入到电容器Cdcl中的能量、和用于在开关元件Ql、Q2同时导 通的期间内使电容器Cdcl的电压变化(降低)的值。为了减少在开关周期内导入到电容 器Cdcl中的能量，并且在短期间内使电容器Cdcl的电压变动(降低)，也优选利用电容器 Cdcl和电感器Lin的值分别小至电容器Cdcl为几IOnF 几10 μ F左右、电感器Lin为几 10 100 μ F左右的小型的元件。于是，电容器Cdcl的电压通过图5(a)所示的放电而低于输入电压Vin，释放充分 的能量，在该释放的能量被积蓄到电感器Lin中时，如果断开开关元件Q2 (时刻t2)，则如 图5 (b)所示，在电容器Cdc 1中流入来自二极管桥3的输入电流，能量被积蓄到电容器Cdc 1 中。另外，由于开关元件Q2的断开而丧失了去处的来自电感器Lin的输出电流的大部分通 过开关元件Q3的寄生二极管而流入到电容器Cdc2。此时，最初，开关元件Q3的电流的符号 成为负(开关元件Q3 —电容器Cdc2)，但不久，如果充分的能量被积蓄到电容器Cdc2中，则 转移到正向(电容器Cdc2—开关元件Q3)的电流被释放的状态，所以在开关元件Q3的电流 成为零时，接通开关元件Q3 (时刻t3)，从而可以如图5B (c)所示那样将积蓄在电容器Cdc2 中的能量供给到变压器Tr，可以进行ZCS (Zero Current Switching，零电流开关)。由此， 可以进一步低损耗地进行开关。接下来，在开关元件Ql的导通期间结束时，断开开关元件Ql、Q3，接通开关元件 Q2(时刻t4)。此时，虽然通过开关元件Ql对电容器Cr (谐振电容器)进行充电的电流残 留若干，但如图5B(d)所示，该电流转化为开关元件Q2的负的电流、即流过开关元件Q2的 寄生二极管的电流，所以该方向上的电容器Cr的充电不久就会结束。
接下来，开关元件Q2是导通状态，所以积蓄在电容器Cr中的电荷作为逆向的电 流，发生流过开关元件Q2以及变压器Tr的电流。在此，次级侧的电流也如时刻tl t4 所示，从通过二极管Dl而送出到负载侧的状态转移到通过二极管D2送出到负载侧的状态 (时刻t5)。之后，再次迎来开关元件Ql的接通定时而重复一连串的操作，从而在各开关循环 内，通过由电容器Cr和变压器Tr构成的部分，维持谐振，向次级侧交替经由二极管Dl、D2 送出电流即电力。接下来，用图6，对图3的控制与图4的控制中的开关电源1的动作进行比较。
图6是用于进行开关电源的动作的比较的时序图。图6(a)示出图3中的控制的 时序图，图6(b)示出图4中的控制的时序图。在此，为说明效果，在图6(a)、图6(b)中，都 示出在图2的期间T2动作时的状态。另外，在图6中，将图3、图4中的必要的元件中的时序图记载了三个循环。如图6(a)所示，在进行了不使开关元件Ql、Q2同时成为导通状态的控制时，二极 管D1、D2的电流(即开关电源的输出电流)逐渐衰减。这是因为，在图2的期间T2，电容 器Cdcl的电位高于输入电压Vin，能量不被供给，所以能量一直被释放到谐振系统(电容器 Cr、变压器Tr)。因此，在仅继续图6(a)(即图3的控制)时，如图2的期间T2那样，在电容器Cdcl 的电位高于输入电压Vin时，能量一直被释放，所以如图6(a)所示，二极管Dl、D2的电流 (ID1、ID2)会衰减下去。因此，在本实施方式中，如图6(b)所示，设置使开关元件Q1、Q2同时为导通状态的 期间，从而使电容器Cdcl的施加电压低于输入电压Vin，供给输入电流Iiru即从电源供给 能量。由此，如图6(b)所示可以防止二极管D1、D2的衰减。S卩，在供给来自电源(二极管桥3)的能量的期间Tl (图2)，进行图6 (a)所示的控 制，在不供给来自电源(二极管桥3)的能量的期间T2(图2)，进行图6(b)所示的控制，从 而如图2的Vout的曲线图所示那样可以得到稳定的输出电压Vout。通常，在使开关元件Q1、Q2同时导通时，电流一下子会流通，所以并非优选。因此， 在本实施方式中，通过设置阻止电流的急剧变化的电感器Lin，由此即使使开关元件Ql、Q2 同时导通，也可以防止电流一下子流通的现象。另外，在图4中，将开关元件Ql、Q3中的断开定时设为同时而进行了说明，但例如 在负载较轻且希望减小向次级侧(图1的二极管D1、D2侧)的送出电力的情况下，即使将 开关元件Q3的断开定时提前也没有问题。作为开关元件Q3的断开定时的目标，如果从开 关元件Q2的断开到接通开关元件Q3为止的期间、与从接通开关元件Q3到断开开关元件Q3 为止的期间大致相同，则在该期间向电容器Cdc2输入输出的电荷(能量)的总量大致恒 定，电容器Cdc2的电压不会大幅变动，所以可以说是对于前后的控制也是优选的。接下来，使用图7，说明本实施方式的开关电源的控制方法。图7是示出向用于控制本实施方式的开关电源的控制器的输入输出信息的图。在作为运算器的控制器20中，将输入电压(Vin)、输入电流(lin)、输出电压 (Vout)、输出电流(Iout)、电容器Cdc2的电压(Cdc2电压)、以及开关元件Q3的电流(Q3 电流)作为输入信息实时地进行监视。然后，根据它们的输入输出状态，运算出所需的输入电流Iin，从而决定成为基本的开关频率，并且根据Cdc2电压与输入电压Vin的电位差，运算出将开关元件Ql、Q2同时设为导通状态的时间宽度，决定开关元件Ql、Q2各自的脉冲宽 度(Ql脉冲宽度、Q2脉冲宽度)。另外，虽然在这样的控制中并非必须，但控制器20同时对电容器Cdcl的电压 (Cdcl电压)进行监视，从而可以更详细地运算开关元件Q1、Q2的导通状态的时间宽度，能 够精度良好地控制要导入的输入电流。这是因为，在整个图4的时刻tl t2，释放积蓄在 电容器Cdcl中的能量。另外，作为输入电压，对经由二极管桥3之后的输入电压Vin进行了检测，但换过 来也可以对商用电源1的输出Vac (未图示)进行检测，并进行同样的控制。另外，在进行使开关元件Ql、Q2同时成为导通状态的控制、即图4所示那样的控制 的情况下，将开关元件Q3设为断开状态，控制器20如图6所示对开关元件Q3的电流(Q3 电流)进行监视，在开关元件Q2的断开之后，开关元件Q3的电流从负转移到正时，进行接 通开关元件Q3的控制。另一方面，在进行不使开关元件Ql、Q2同时导通、即图3所示那样的控制的情况 下，控制器20将开关元件Q3设为总是接通状态而进行控制。即，决定开关元件Q3的脉冲 宽度(Q3脉冲宽度)。换言之，控制器20将开关元件Ql、Q2的开关频率作为输入，决定并输出开关元件 Q3的开关频率。由此，只要有一个控制器20就可以进行开关电源1的控制。作为控制器20，通过使用近年来正在快速普及的FPGA(FieldProgrammable Gate Array，现场可编程门阵列)等，就可以进行这样的实时的状态判定、各动作模式的选定、以 及脉冲宽度和定时的决定。例如，通过由控制器20内的未图示的CPU (Central ProcessingUnit，中央处理单 元)等执行存储在控制器20内的未图示的ROM (Read Only Memory，只读存储器)等中的程 序，来执行这样的开关电源的控制。另外，作为开关元件Ql、Q2，在本实施方式中使用了功率_M0SFET(Metal Oxide Semiconductor Field Efect Transistor，金属氧化物半导体场效应管)，但也可以根据电 流容量、电压的条件来使用IGBT (Indulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶 体管)。另外，包括二极管，也可以使用以SiC(SiliCOn Carbide，碳化硅)为材料的功率器 件。另外，在图1中，用负载5表示了本实施方式的开关电源1的输出，但例如在液晶 电视等中，由背光源驱动用的逆变器电路来消耗其输出电力的大部分。即，作为负载5的一 个例子，考虑逆变器电路。当前，虽然通常分离了开关电源1与逆变器电路(负载5)，但也 可以将它们一体化。(第一实施方式的效果)根据第一实施方式，为了从商用交流电源得到绝缘的直流输出，减少通过变换电 路的次数，所以可以提高电源效率。即，由于无需分成升压部、降压部，所以可以防止开关电 源1的效率损耗。而且，根据第一实施方式，在输入电压Vin是低相位时，释放电容器Cdcl的能量，从而通过降低电容器Cdcl的施加电压，并引入输入电压Vin，由此可以提供效率良好且稳 定的输出电压。进而，由于可以通过一个控制器20进行控制，所以可以降低在控制IC等中使用的 成本。(第二实施方式)
接下来，参照图8和图9，说明本发明的第二实施方式。在第二实施方式中，进行与 图4相比延长使开关元件Q1、Q2同时导通的期间的控制，从而可以提高积蓄在电容器Cdc2 中的电压，应对于交流电源2的瞬停。图8是示出图2中的期间T2中的其他动作控制的时序图。另外，开关电源1的电 路结构与图1所示的结构相同即可，所以参照图1，同时按照图2，说明第二实施方式中的动 作。另外，在图2的期间Tl，进行图3中示出的控制动作即可，所以其说明也省略。在图8所示的例子中，开关元件Q2按照时间比率大致50%进行接通、断开。另一 方面，对于开关元件Q1，在图2的期间Tl，进行图3所示那样的与开关元件Q2相辅的定时 下的时间比率50%控制，但根据输入电流Iin，将接通的定时提前，在图2的期间T2中，如 图8所示，在开关元件Q2是导通状态的期间内进行接通(时刻t6)。此时，在图3所示那 样的通常的电流之外，在开关元件Ql、Q2中还由于电感器Lin的作用而电流按照大致一定 的趋势增加下去。另一方面，虽然在电感器Lin中积蓄着能量，但这现象在开关元件Q1、Q2 同时为导通的期间越长，越多的能量被积蓄到Lin中(但是，开关元件Q1、Q2同时成为导通 的时间希望止于以开关周期内的时间比率为25%左右)。不久之后，当在开关元件Q2被断开的同时接通开关元件Q3时(时刻t7)，在开关 元件Q2中流过的电流通过开关元件Q1、Q3的寄生二极管，暂时流入电容器Cdc2。此时，如 果开关元件Ql、Q2的同时导通的时间长(以开关周期内的时间比率为25%以内)，则积蓄 在电感器Lin中的能量也变大，流入到电容器Cdc2中的电流也变大。但是，由于接通了开关元件Q3，所以谐振电流从电容器Cdc2通过开关元件Q3、Ql 被供给到变压器Tr的初级侧，充电电流被流入谐振电容器Cr，并且电流通过二极管Dl被送 到变压器Tr的次级侧。不久，如果与图5B (c)同样地电荷被充分施加到电容器Cdc2中，则开关元件Q3的 电流的方向变成电容器Cdc2 —开关元件Q3的方向，电容器Cdc2的能量被释放到谐振系统 (电容器Cr、变压器Tr)。但是，在方向改变的电流没有变太大的期间内、即能量没有怎么从 电容器Cdc2中释放出来的期间内，如果断开开关元件Q3 (时刻t8)，则成为能量残留在电容 器Cdc2中的状态。在该状态下如果再次进行一连串的控制，则能量被积蓄到电容器Cdc2中，结果， 电容器Cdc2的电压上升。另外，与第一实施方式同样地，通过调整接通开关元件Ql的定时，来控制输入电 流Iin。为了维持稳定的谐振动作，也优选将开关元件Q1、Q2同时成为导通状态的期间止 于以开关周期内的时间比率为25%左右。另外，作为使开关元件Q3导通的定时，可以是如上所述断开开关元件Q2的定时， 但还可以采用ZCS，在该ZCS中，在电流流过开关元件Q3的寄生二极管、S卩开关元件Q3的电 流是负的情况下，保持断开，在从负变为正的定时进行接通。
进而，还可以根据输出的状态，用使开关元件Q3导通的时间比率来调整向次级侧 的送出电流的量，最小可以设为0，即在开关周期内开关元件Q3可以保持截止。这样，在第二实施方式中，通过一边向电容器Cdc2积蓄能量，一边控制开关元件 Q3的导通期间，由此可以对从电容器Cdc2供给的能量进行控制。因此，通过向电容器Cdc2 积蓄电荷，例如使电容器Cdc2的两端电压上升至380V左右，从而可以模拟地如 使用图11 说明的两级结构转换器那样动作。图9示出此时的各部的波形。图9是示出使电容器Cdc2的两端电压上升时的输入电压、输入电流、电容器Cdc2 以及输出电压的关系的图。在图9中，示出了针对商用交流电源的输入电压141V(最大值)，向电容器Cdc2积 蓄电荷，从而使电容器Cdc2的两端电压上升至380V左右的情形。电容器Cdc2的两端电压 是如上所述那样通过延长图2中的使开关元件Ql、Q2同时导通的期间来增大积蓄在线圈 Lin中的能量得以实现的。但是，不希望如上所述那样将使开关元件Ql、Q2同时导通的期 间以开关周期内的时间比率设为25%左右以上。另外，380V仅为一个例子，只要是比商用 交流电源的输入电压高的电压即可。在此，例如如图9所示，当发生了瞬间的停电的情况下，在该期间，来自商用交流 电源的输入电流被切断，但通过释放电容器Cdc2的电荷，由此，输出电压Vout (24V)可以被 抑制在一定的范围内而输出。如果在短时间内输入电源恢复通电，则之后可以进行一边维 持输出一边再次向电容器Cdc2积蓄电荷这样的控制。这样，在第二实施方式中，在电容器Cdc2中积蓄较大的能量，所以例如在瞬停等 非常时候也可以向次级侧供给电力。另外，在输入电压Vin比较高的相位下，可以将开关元件Q3的导通期间设为0，与 图11的开关电源Ib相比，可以降低开关元件Q3的开关次数，降低损耗。另外，对于此时的控制器20的输入输出信息，可以通过与图7所示同样的输入输 出信息来实现。对于停电，可以通过输入电压Vin的监视来检测。(第二实施方式的效果)根据第二实施方式，通过使电容器Cdc2的施加电位升压，由此即使产生了瞬间的 停电，也可以向次级侧供给电力(能量)。(第三实施方式)接下来，参照图10，说明本发明的第三实施方式。(电路结构)图10是第三实施方式的开关电源的电路图。图10所示的开关电源Ia与图1所示的开关电源1的不同点在于，在第三电路中， 串联连接了作为第二电感器的电感器Lr。例如，在使开关电源小型化时，有时不得不采用金属部件或布线等接近变压器Tr 周边的结构。此时，如果在变压器Tr的绕组结构中存在漏电感，则有时与周边的金属部件 引起相互作用，在金属部件中发生涡电流等，所以开关电源的动作容易出现不稳定。为了回 避这样的事态，需要安装漏电感尽可能小的变压器Tr，但由此有时在电流谐振中需要的期 望的电感的值的设定中出现制约，有时作为辅助而需要电感器Lr。S卩，通常，以还可以利用漏电感来进行电流谐振的方式设计了电路，但由于安装漏电感尽可能小的变压器Tr，有时连带地会丧失掉必要的漏电感。为了回避这样的事态，安装电感器Lr，来调整电流谐振中所 需的电感。另外，图10的开关电源Ia可以实现上述实施方式中的任一动作。(第三实施方式的效果)根据第三实施方式，在安装了漏电感尽可能小的变压器Tr的情况下，也可以提供 电流谐振中所需的电感。
权利要求
一种开关电源，将交流电压作为输入，将直流电压作为输出，其特征在于，具备对上述交流进行整流的整流部、第一电容器、第一电路、以及第二电路，对于上述整流部并联连接了上述第一电容器、上述第一电路、以及上述第二电路，在上述第一电容器的输入侧端子与上述第二电路的输入侧端子之间，对于上述整流部串联连接了第一电感器，在上述第一电路中，串联连接有第一开关元件和第二开关元件，进而，在上述第一电路中，对于上述第二开关元件并联连接了第三电路，其中，在上述第三电路中，串联连接有变压器的初级绕组和第三电容器，上述变压器的初级绕组对应于平滑电路中的变压器的次级绕组，在上述第二电路中，串联连接有第三开关元件和第二电容器。
2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，在上述第三电路中，第二电感器串联 连接于上述初级绕组的输入侧。
3.一种开关方法，是基于将交流电压作为输入并将直流电压作为输出的开关电源的开 关方法，其特征在于，上述开关电源具备对上述交流进行整流的整流部、第一电容器、第一电路、以及第二电路，对于上述整流部并联连接了上述第一电容器、上述第一电路、以及上述第二电路， 在上述第一电容器的输入侧端子与上述第二电路的输入侧端子之间，对于上述整流部 串联连接了第一电感器，在上述第一电路中，串联连接有第一开关元件和第二开关元件， 进而，在上述第一电路中，对于上述第二开关元件并联连接了第三电路，其中，在上述 第三电路中，串联连接有变压器的初级绕组和第三电容器，上述变压器的初级绕组对应于平滑电路中的变压器的次级绕组， 在上述第二电路中，串联连接有第三开关元件和第二电容器，上述开关电源使上述第一开关元件以及第二开关元件同时导通，在上述第一开关元件 以及第二开关元件同时成为导通的期间，进行使上述第三开关元件截止的控制。
4.根据权利要求3所述的开关方法，其特征在于，在上述整流部的输出电压低于积蓄 于上述第一电容器中的电压时，进行上述控制。
5.根据权利要求3所述的开关方法，其特征在于，在上述第一开关元件导通、上述第二 开关元件截止的期间，使上述第三开关元件导通。
6.根据权利要求3所述的开关方法，其特征在于，在积蓄于上述第二电容器中的电荷 没有全部流完的期间内，通过使上述第三开关元件截止，使上述第二电容器的施加电压上 升。
全文摘要
本发明的目的在于提供一种效率良好的开关电源和开关方法。将交流电压作为输入并输出直流电压的开关电源(1)，其特征在于，对于整流交流的整流部(3)并联连接了电容器(Cdc1)、第一电路以及第二电路，在电容器(Cdc1)的输入侧端子(N1)与第二电路的输入侧端子(N3)之间，对于整流部串联连接了电感器(Lin)，在第一电路中，串联连接有开关元件(Q1)和开关元件(Q2)，进而，在第一电路中，对于开关元件(Q2)并联连接了第三电路，在该第三电路中，串联连接有变压器(Tr)的初级绕组和电容器(Cr)，变压器(Tr)的初级绕组对应于平滑电路中的变压器的次级绕组，在第二电路中，串联连接有开关元件(Q3)和电容器(Cdc2)。
文档编号H02M7/04GK101847938SQ20101011652
公开日2010年9月29日 申请日期2010年2月10日 优先权日2009年3月27日
发明者叶田玲彦, 大内贵之 申请人:株式会社日立媒介电子