根据相位电压为切换模式调节器控制器确定输出电压电平信息的系统和方法

专利名称：根据相位电压为切换模式调节器控制器确定输出电压电平信息的系统和方法
根据相位电压为切换模式调节器控制器确定输出电压电平
信息的系统和方法有关申请的交叉参照本申请要求2009年4月24日提交的美国临时专利申请61/172，373的权益，其全 部内容引用在此作为参考。


结合下面的描述以及附图，将更好地理解本发明的益处、特征和优点。在附图中图1是合成脉动调节器的示意性框图，该调节器包括根据一个实施方式而实现的 控制器调制器IC ；图2-4都是可用作图1的滤波器的无源低通滤波器的示意图；图5是可用作图1的滤波器的有源低通滤波器的示意图；以及图6是包括图1的调节器的电子设备的简化框图。
具体实施例方式下面的描述能够使本领域技术人员在特定应用及其要求的环境中使用本发明。然 而，对较佳实施方式的各种修改对于本领域技术人员是明显的，本文所定义的一般原理可 以被应用于其它实施方式。因此，本发明并不旨在限定于本文所示和所描述的特定实施方 式，而是符合与本文所揭示的原理和新颖特征相一致的最宽的范围。许多常规的切换模式调节器控制器集成电路(IC)或芯片需要用输出电压电平信 息作调节和频率控制。例如，使用恒定导通-时间(on-time)调制技术的调制器芯片通常 需要调制器输出电压电平信息。输出电压电平信息通常是通过专用输出电压检测引脚(标 为VOUT或VO等)来提供的。使用专用于检测调节器输出电压电平的引脚，就使该引脚不 再用于其它功能。这种引脚的价值可能意味着关键特征的损失或获得，或排除了期望的封 装类型。这可能甚至决定了一个部件是否能适应市场，比如决定了是否有生意。本文所描述的根据相位电压为切换模式调节器控制器确定输出电压信息的系统 和方法允许根据相位电压而非直接从输出电压节点确定输出电压信息。这样，控制器芯片 不需要额外的输入引脚来检测输出电压，由此允许减少封装引脚或者以其它方式免去了用 额外的引脚在同一封装件中提供额外的功能。根据相位电压为切换模式调节器控制器确定输出电压信息的系统和方法(正如 本文所述用于控制器芯片配置)使用了相位电压检测引脚为调制器提取输出电压信息。相 位检测引脚已经被用于其它各种切换检测功能，所以，它可以被用于检测输出电压电平，而 非专用的输出电压检测引脚。例如，相位引脚可以被用于创建用于高边(high side)电子 开关的驱动信号。当高边开关被实现成场效应晶体管(FET)且被截止时，其栅极应该被短 接到其源极(其源极通常被耦合到相位节点)。控制器IC也可以使用相位节点，以检测流 过任一电子开关的电流，该信息可以被用于保护或用于电感器电流零交叉检测。在一个实 施方式中，平均相位电压几乎相当于经调节的输出电压。如果相位电压被滤波，甚至被适度地滤波，则经滤波的相位信息可以被用于产生芯片内的输出电压信息。由此，输出电压检测 引脚可以被取消，或者该引脚可以被用于另一种功能。图1是合成脉动调节器100的示意性框图，它包括根据一个实施方式实现的控制 器调制器IC 101。调节器100包括控制器调制器IC 101、输出切换电路103和反馈电路 105。控制器调制器IC 101包括误差放大器电路107、调制器109和滤波器111。输出切换 电路103包括一对电子开关Ql和Q2、输出电感器Lott以及输出电容器Cott，并且将输入电压 VIN转换成经调节的输出电压V0UT。电子开关Ql和Q2具有串联耦合在VIN和接地(GND) 之间的电流路径，并且可以被实现成FET或金属氧化物半导体(MOSFET)等，正如本领域技 术人员所理解的那样。如图所示，电子开关被实现成N-沟道M0SFET，其中Ql的漏极被耦 合到VIN，Ql的源极被耦合到Q2的漏极，Q2的源极被耦合到GND。用于将Ql的源极耦合 到Q2的漏极的相位节点104被进一步耦合到输出电感器Lott的一端。Ltm的另一端被耦合 到输出节点处的CQUT，输出节点形成V0UT。相位节点104被提供给控制器调制器IC 101的 “相位”引脚。输出电压VOUT被提供给反馈电路105，反馈电路105形成反馈信号，所述反 馈信号被提供给控制器调制器IC 101的反馈引脚FB。如图所示，反馈电路包括串联耦合 在VOUT和GND之间的电阻器Rl和R2，从而形成分压器，该分压器的中间结点106被耦合到 101的FB引脚。节点106形成输出检测电压VS，控制器调制器IC 101使用该输出检测电压VS来 调节VOUT的电压电平。然而，注意到，用户通过电阻器Rl和R2的相对电阻值来选择VOUT 的标称或目标电压电平，使得检测电压VS可以不被单独用于提供VOUT的实际电压电平。由 此，检测电压VS并不提供输出电压电平信息，而是被用于指示输出电压的相对误差。FB引脚被耦合到控制器调制器IC 101内的误差放大器电路107。如图所示，FB引 脚被耦合到第一 R3电阻器的一端，让其另一端耦合到误差放大器108的反相输入并耦合到 第一 R4电阻器的一端。第一 R4电阻器的另一端被耦合到误差放大器108的输出。第二 R3 电阻器使其一端耦合到电压Vdac并且使其另一端耦合到误差放大器108的非反相输入并且 还耦合到第二 R4电阻器的一端。第二 R4电阻器的另一端被耦合到参考电压VKEF。误差放 大器电路107在误差放大器108的输出端形成补偿窗口电压VW，其中VW被提供给控制器调 制器IC 101内的调制器109。在一个实施方式中，第一和第二 R3电阻器具有大约相同的电 阻，第一和第二 R4电阻器具有大约相同的电阻，尽管R3电阻器的电阻并非必然与R4电阻 器的电阻相同。调制器109包括一窗口电路，用于相对于窗口电压Vw形成第一和第二偏置电压 VOFl和V0F2。如图所示，电流源110将电流Iw提供给第一窗口电阻器Rwi的第一端，让其 第二端耦合到误差放大器108的输出并且还耦合到第二窗口电阻器Rw2的第一端。电流阱 (current sink) 112接收来自电阻器Rw2的第二端的电流Iw。Rwi的第一端形成第一偏置电 压VOFl，该第一偏置电压VOFl被提供到第一比较器114的非反相输入。Rw2的第二端形成 第二偏置电压V0F2，该第二偏置电压V0F2被提供到第二比较器116的反相输入。比较器 114的反相输入和比较器116的非反相输入都接收脉动电压Vr。这对比较器114和116共 同实现一种滞后功能，从而形成高于、的偏置电压以便于触发比较器114，还形成低于VwW 另一个偏置电压以便于触发比较器116，两者都与脉动电压Vr有关。比较器114和116的 输出被提供给脉冲宽度调制(PWM)解码器逻辑118的相应输入，让其第一输出提供栅极控制信号UGATE且让其第二输出提供栅极控制信号LGATE。UGATE信号被提供给UGATE引脚， 该引脚被耦合到Ql的栅极，LGATE信号被提供给LGATE引脚，该引脚被耦合到Q2的栅极。 Ql被导通，而Q2被截止，以向输出节点提供电流，从而形成VOUT ；Q2被导通，而Ql被截止， 以从输出节点吸取电流。这样，调制器109形成栅极控制信号UGATE和LGATE，以分别控制 电子开关Ql和Q2，从而调节输出电压V0UT。在所示的实施方式中，调制器109包括跨导电路113，跨导电路113包括跨导放大 器120和122、单极单掷(SPST)开关SWl和SW2、脉动电阻器Rr以及脉动电容器Cr。输出 电压检测电压VOS被提供给跨导放大器120的非反相输入，让其反相输入耦合到接地，且其 输出形成第一脉动电流Irl。跨导放大器120的输出被耦合在脉动节点123和接地之间。 脉动节点123形成脉动电压Vr。输入电压VIN被提供到控制器调制器IC 101的VIN引脚， 再被提供到跨导放大器122的非反相输入，让其反相输入耦合到接地。跨导放大器122输 出形成第二脉动电流Ir2并且被耦合在源极电压与开关SWl的一端之间。开关SWl的另一 端被耦合到脉动节点123。脉动电容器Cr被耦合在脉动节点123和接地之间。第二开关 SW2被耦合在脉动节点123和脉动电阻器Rr的一端之间，让其另一端接收参考电压VREF。 跨导放大器120和122根据跨导“gm”运算将输入电压转换成输出电流。在一个实施方式 中，跨导放大器120和122的增益是大约一样的，尽管跨导增益也可以是不同的。在跨导电路113的操作期间，跨导放大器120形成正比于VOS的第一脉动电流 Irl，并且跨导放大器120形成正比于VIN的第二脉动电流Ir2。开关SWl和SW2受到用于 控制Ql和Q2切换的PWM信号的占空比D的控制。开关SWl受到D控制，使得用Ql使其导 通和截止。开关SW2受到D-I控制，即受到占空比的余数控制，使得用Q2使其导通和截止。 在闭合SWl的同时断开开关SW2，反之亦然。当闭合开关SWl时，断开SW2，并且正比于VIN 的电流Ir2对脉动电容器Cr充电，使得脉动电压Vr增大。因为跨导放大器120的输出被耦 合到脉动节点123，所以充电电流是Ir2-Irl。注意到，因为在所示实施方式或补偿型转换 器中VIN大于V0UT，使得Ir2> Irl，使得电压Vr在闭合SWl时会增大。然后，在该循环的 其余部分，断开SWl且闭合SW2，使得Irl对脉动电容器Cr进行放电。此外，在闭合SW2时， 参考电压VREF经过脉动电阻器Rr而被耦合到脉动节点Vr。脉动电阻器Rr通过以合适的 速率对脉动电容器Cr进行放电以防止电荷累积而提供补偿，或以其它方式修改频率响应。 此外，在某些实施方式中，电容器Cr上的DC电压可能升得太高和/或降得太低，使得它经 过相对较大的电阻器Rr而被偏置到参考电压VREF。基于特定的实现方式，除VREF以外合 适的电压电平可以被使用。当断开SWl且闭合SW2时，脉动电压Vr逐渐变化或以其它方式减小，直到它下落 至低于偏置电压V0F2，正如比较器116所检测的那样。比较器116对其输出进行切换，正如 PWM解码器逻辑118所检测得那样，然后，其输出使Ql导通以启动下一个功率循环。闭合 Sffl且断开SW2，使得在该功率循环期间脉动电压Vr逐渐上升或以其它方式增大。当Vr上 升到偏置电压VOFl以上时，正如比较器114所检测的那样，比较器114对其输出进行切换， 正如PWM解码器逻辑118所检测的那样，然后，其输出使Ql截止以终止该电流功率循环。对 于合成脉动调节而言，操作过程以这种方式不断重复。常规调节器芯片包括输出检测引脚，该引脚直接被耦合到VOUT以便提供或以其 它方式形成输出电压信息，该信息被提供给调制器之内的跨导电路。然而，控制器调制器IC101不使用输出电压检测输入引脚。相反，在控制器调制器IC 101之内，“相位”输入引脚 被进一步耦合内部滤波器电路111的输入，该内部滤波器电路111的输出提供了 VOS信号。 VOS信号所具有的电压电平接近于VOUT的电平。注意到，尽管本文示出并描述合成脉动调 节器，但是应该理解，本文所描述的根据相位电压为切换模式调节器控制器确定输出电压 信息的系统和方法也可以应用于任何接收输出电压信息以便于执行调制的调节器或调制 器。由此，耦合到“相位”输入的滤波器111可以被用于其它要检测输出电压的调制器。
输出电压信息的准确度不是调制器的关键参数。它可以包含一些AC (脉动)信息 和小的DC误差，且仍然保持整体的调节和瞬间响应。固有地，除一些非理想情况以外，相位 节点104波形包含VOUT信息。输出电感器-电容器滤波器对相位节点104的电压求平均， 以在输出处产生DC值。下面的方程(1)表达了理想的相位-电压关系 其中D是占空比，定义为作0肌八1吣，且1^是切换周期。在现实中，“相位”的平 均值稍稍高于VOUT的平均值，因为板铜和电感器DCR中有损耗。另外，除非将非常大的低 通滤波器用在“相位”上(在硅中不实际)，否则在平均的“相位”电压上有脉动。在瞬变响 应中的调节或减小过程中，这些因素不产生任何显著的误差。滤波器111的实现方式可以采取许多不同的形式之一。图2是无源低通滤波器 200的示意图，它可以被用作图1的滤波器111。滤波器200被实现成简单的一阶巴特沃思 (Butterworth)电阻器电容器(R-C)滤波器，该滤波器很容易实现在硅中并且提供期望的 输出电压信息。滤波器200具有时间常数τ =R*C和中断频率FB= 1/(2jiR*C)。各 种滤波器配置都可以被用作滤波器111，正如下面的列表所指出的那样，该列表不是穷尽式 的，而是提供了示例配置。滤波器类型包括Butterworth、Chebyshev、Bessel、Sallen-Key 等等。一些特定的滤波器实现方式包括一阶串联R-C低通滤波器、一阶串联L-R低通滤波 器(其中L表示电感)、一阶有源低通滤波器(例如，使用像运算放大器这样的有源器件，比 如使用反相运算放大器等的积分器配置)、二阶串联L-C低通滤波器等等。图3是另一个无源低通滤波器300的示意图，该滤波器可以被用作图1的滤波器 111。滤波器300相似于滤波器200，包括以相似的方式耦合的第一电阻器Rl和电容器C， 还包括耦合在VOS和电容器C之间的第二电阻器R2。操作过程是相似的。图4是另一个无源低通滤波器400的示意图，该滤波器可以被用作图1的滤波器 111。滤波器400稍稍更复杂一些，它包括串联地耦合在“相位”和VOS之间的第一和第二 电阻器Rl和R2、耦合在Rl和R2之间的结点和接地之间的第一电容器Cl以及耦合在VOS 和接地之间的第二电容器C2。图5是有源低通滤波器500的示意图，该滤波器可以被用作图1的滤波器111。在 这种情况下，电阻器Rl被耦合在“相位”和节点501之间，滤波器电容器C被耦合在节点501 和另一个节点503之间。电阻器R2被耦合在节点501和接地之间。节点505形成DC偏压 VBIAS,电阻器R3被耦合在节点503和505之间。跨导放大器Gl使其非反相输入节点耦合 到节点501，使其反相输入节点耦合到节点507，并且使其电流输出端耦合在节点509和507 之间。电流镜Fl使其输入电流端耦合在节点505和509之间，并且使其输出电流端耦合在 节点503和输出节点511之间，从而形成VOS电压。电阻器R4被耦合在节点507和接地之
7间，电阻器R5被耦合在节点511和接地之间。图6是包括调节器100的电子设备600的简化框图。同样，调节器100仅是示例性 的，任何其它类型的切换模式调节器都是可预期的，它使用含滤波器的控制器，从而接收相 位信息并提供输出电压电平信息。电子设备600接收来自交流电(AC)电源601和/或电 池603的源电压。AC电源601提供AC电压VAC，电池603提供电池电压VBAT，这些电压被 分别提供到功率控制电路605的各个输入，其输出将输入电压VIN提供给调节器100。可以 包括或者可以不包括电池603，如果包括，则可以是或者可以不是可充电电池。调节器100 的输出将输出电压VOUT提供给负载电路607，负载电路607 —般代表或以其它方式包括电 子设备600的电路。电子设备600代表任何类型的电子设备，其中期望将第一 DC电压转换 成第二经调节的DC电压。电子设备的非限制性示例可以包括任何类型的通用或专用的民 用、商用、军用或医用电子设备；任何类型的计算型设备(比如笔记本、台式机、膝上型笔记 本、平板计算机、计算机板等)；任何类型的便携式、移动式或手持式电子型设备(比如，个 人数字助理、移动电话、个人媒体设备、移动互联网设备等)。根据一个实施方式，用于将输入电压转换成输出电压的切换模式调节器的控制器 集成电路包括相位引脚、调制电路和滤波器。调制电路被配置成使用该输入电压和输出电 压电平信息来调节该输出电压。滤波器使其输入耦合到相位引脚，基于相位引脚的电压，滤 波器的输出用于提供接近于输出电压的输出电压电平信息。各种滤波器都是可预期的，比 如低通滤波器、电阻器_电容器滤波器、一阶Butterworth滤波器、有源低通滤波器等等。根据一个实施方式的电子设备包括切换电路、反馈电路和控制器芯片。切换电路 通过相位节点将输入电压转换成输出电压。反馈电路接收输出电压，并提供反馈电压。控 制器芯片包括相位引脚、反馈引脚、调制电路和滤波器。相位引脚被耦合到相位节点，反馈 弓丨脚接收反馈电压。调制电路被配置成基于输入电压、反馈电压和输出电压电平信息来调 节输出电压。滤波器使其输入耦合到相位引脚，基于所述相位引脚的电压，该滤波器的输出 用于提供接近于输出电压的输出电压电平信息。各种滤波器都是可预期的，比如低通滤波 器、电阻器-电容器滤波器、一阶Butterworth滤波器、有源低通滤波器等。切换电路、反馈 电路和控制器芯片可以共同地形成调节器，以便将输出电压提供给电子设备的负载电路。一种由控制器芯片为切换模式调节器(该切换模式调节器用于通过相位节点将 输入电压转换成输出电压)确定输出电压的电压电平的方法包括通过控制器芯片接收来 自与相位节点相耦合的相位引脚的相位电压；以及通过控制器芯片对相位电压进行滤波以 提供输出检测电压，该输出检测电压的电压电平接近于输出电压的电压电平。尽管已结合某些较佳实施方式对本发明进行了相当详细的描述，但是其它实施方 式和变体都是可能的和可预期的。本领域技术人员应该理解，他们可以很容易地使用所揭 示的概念和特定的实施方式并以其为基础来设计或修改其它结构从而提供与本发明一样 的目的，却不背离本发明的精神和范围。
权利要求
一种用于将输入电压转换成输出电压的切换模式调节器的控制器集成电路，包括相位引脚；调制电路，配置成使用输入电压和输出电压电平信息来调节输出电压；以及滤波器，该滤波器的输入耦合到相位引脚，该滤波器的输出基于所述相位引脚的电压来提供接近于输出电压的输出电压电平信息。
2.如权利要求1所述的控制器集成电路，其特征在于， 所述滤波器包括低通滤波器。
3.如权利要求1所述的控制器集成电路，其特征在于， 所述滤波器包括电阻器_电容器滤波器。
4.如权利要求1所述的控制器集成电路，其特征在于， 所述滤波器包括一阶巴特沃思滤波器。
5.如权利要求1所述的控制器集成电路，其特征在于， 所述滤波器包括有源低通滤波器。
6.如权利要求1所述的控制器集成电路，还包括 反馈引脚；以及所述调制电路包括误差放大器电路，被耦合到所述反馈引脚从而提供输出电压误差指示；和 调制器，用于接收所述输出电压误差指示并且提供至少一个用于控制外部开关电路的 开关控制信号。
7.一种电子设备，包括切换电路，用于通过相位节点将输入电压转换成输出电压； 反馈电路，用于接收所述输出电压并提供反馈电压；以及 控制器芯片，包括耦合到所述相位节点的相位引脚和用于接收所述反馈电压的反馈引脚； 调制电路，配置成基于所述输入电压、所述反馈电压和输出电压电平信息来调节所述 输出电压；以及滤波器，该滤波器的输入耦合到相位引脚，该滤波器的输出基于所述相位引脚的电压 来提供接近于输出电压的输出电压电平信息。
8.如权利要求7所述的电子设备，其特征在于， 所述切换电路包括第一开关设备，其具有漏极、源极和栅极，漏极用于接收所述输入电压，源极耦合到所 述相位节点；以及第二开关设备，其具有漏极、源极和栅极，漏极耦合到所述相位节点，源极耦合到参考 节占.I— /、、、 其中所述控制器芯片包括耦合到第一开关设备的栅极的第一栅极引脚以及耦合到第 二开关设备的栅极的第二栅极引脚；其中所述调制电路将第一栅极控制信号提供给第一栅极引脚并且将第二栅极控制信 号提供给第二栅极引脚。
9.如权利要求8所述的电子设备，其特征在于，所述调制电路包括误差放大器电路，耦合到所述反馈引脚并且基于所述反馈电压提供输出误差电压；和 调制器，用于接收所述输出误差电压、所述输入电压和所述输出电压电平信息并且提 供第一和第二栅极控制信号。
10.如权利要求9所述的电子设备，其特征在于， 所述调制器包括窗口电路，用于基于所述输出误差电压来形成第一和第二偏压； 跨导电路，用于形成与所述输入电压和所述输出电压电平信息有关的脉动电压； 滞后比较器电路，用于将所述脉动电压与第一和第二偏压中的每一个进行比较并且提 供有指示作用的第一和第二控制信号；以及解码器电路，用于接收第一和第二控制信号并且提供第一和第二栅极控制信号。
11.如权利要求7所述的电子设备，其特征在于， 所述滤波器包括低通滤波器。
12.如权利要求7所述的电子设备，其特征在于， 所述滤波器包括电阻器-电容器滤波器。
13.如权利要求7所述的电子设备，其特征在于，所述切换电路、反馈电路和控制器芯片共同构成调节器，用于将输出电压提供给电子 设备之内的负载电路。
14.如权利要求7所述的电子设备，其特征在于， 所述滤波器包括有源低通滤波器。
15.一种由控制器芯片为切换模式调节器确定输出电压的电压电平的方法，所述切换 模式调节器用于通过相位节点将输入电压转换成输出电压，所述方法包括通过控制器芯片，接收来自相位引脚的相位电压，所述相位引脚耦合到相位节点；以及 通过控制器芯片，对相位电压进行滤波以提供输出检测电压，该输出检测电压的电压 电平接近于输出电压的电压电平。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于， 所述滤波包括低通滤波。
17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述滤波包括使用电阻器-电容器滤波器进行滤波。
18.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述滤波包括使用一阶巴特沃思滤波器进行滤波。
19.如权利要求15所述的方法，其特征在于， 所述滤波包括使用有源低通滤波器进行滤波。
20.如权利要求15所述的方法，还包括在控制器芯片所控制的电子开关之间的中间节点处形成相位电压。
全文摘要
一种用于切换模式调节器的控制器集成电路，所述调节器用于将输入电压转换成输出电压。所述控制器包括相位引脚、调制电路和滤波器。调制电路被配置成使用输入电压和输出电压电平信息来调节输出电压。滤波器的输入耦合到相位引脚，滤波器的输出基于相位引脚电压来提供接近于输出电压的输出电压电平信息。各种滤波器都是可预期的，包括无源和有源的低通滤波器等。揭示了使用这种控制器的调节器。一种用于确定输出电压的电压电平的方法包括接收来自相位引脚的相位电压，该相位引脚耦合到相位节点；引脚对相位电压进行滤波以提供输出检测电压，该输出检测电压的电压电平接近于输出电压的电压电平。
文档编号H02M1/12GK101931325SQ20101016989
公开日2010年12月29日 申请日期2010年4月23日 优先权日2009年4月24日
发明者R·S·A·菲尔布里克, S·P·劳尔 申请人:英特赛尔美国股份有限公司